具有升压降压降压配置的功率转换器.pdf

提供一种调节功率装置。该装置包括被配置用于接收经整流电压并且用于生成增加的电压的输入功率转换电路。中间功率调节电路生成经调节电压，该经调节电压具有比输入功率转换电路的最小输出电压更低的电压。中间功率调节电路被耦合用于接收增加的电压。输出功率转换电路与中间功率调节电路耦合。输出功率转换电路接收经调节电压，并且生成比经调节电压更低的输出电压。输出功率转换电路包括被配置用于在固定占空比操作的降压转换器。调节电路与中间功率调节电路耦合，并且与输出功率转换电路耦合。

权利要求书一种调节功率装置，包括：
a.AC输入电路，用于接收AC电压并且生成经整流电压；
b.输入功率转换电路，用于接收所述经整流电压并且生成增加的电压；
c.中间功率调节电路，用于接收所述增加的电压并且选择性地生成调节的输出电压，所述调节的输出电压包括比所述增加的电压的最小值更高的调节电压和比其更低的调节电压中的至少一个调节电压；
d.输出隔离电路，用于接收所述调节的输出电压并且生成DC隔离输出；以及
e.调节电路，耦合于所述中间功率调节电路与所述输出隔离电路的输出之间，以便生成用于操作所述中间功率调节电路的调节切换元件的控制信号。
根据权利要求1所述的装置，其中所述输出隔离电路包括LLC谐振转换器。
根据权利要求2所述的装置，其中所述LLC谐振转换器在它的谐振频率操作。
根据权利要求1所述的装置，其中所述输出隔离电路包括全桥前向转换器。
根据权利要求4所述的装置，其中所述全桥前向转换器在固定占空比操作。
根据权利要求1所述的装置，其中所述输入功率转换电路包括升压转换器，所述升压转换器包括与电感元件和多个升压二极管器件耦合的升压切换元件。
根据权利要求6所述的装置，其中所述升压转换器被配置有用于使所述功率装置的功率因数基本上为一的功率因数校正功能。
根据权利要求7所述的装置，其中所述升压转换器被配置为升压跟随器，其中所述增加的电压大于所述经整流电压。
根据权利要求8所述的装置，其中所述升压跟随器包括与所述升压切换元件耦合的升压跟随器控制器。
根据权利要求7所述的装置，其中所述中间功率调节电路包括降压转换器，所述降压转换器包括与电感元件耦合并且与调节器二极管器件耦合的所述调节切换元件。
根据权利要求7所述的装置，其中所述中间功率调节电路包括单端初级电感转换器，其中所述经调节电压具有比所述输入功率转换电路的所述最小输出电压更低的电压和比其更高的电压中的至少一个电压，所述单端初级电感转换器包括与电感元件和电容元件耦合的所述调节切换元件，所述电容元件与第二电感元件和二极管器件耦合。
根据权利要求7所述的装置，其中所述中间功率调节电路包括降压‑升压转换器，所述降压‑升压转换器包括与电感元件和传递器件耦合的调节切换元件，所述调节切换元件与所述降压‑升压转换器的输入串联耦合。
根据权利要求7所述的装置，其中所述输出功率转换电路包括被配置用于在固定占空比操作的降压转换器。
根据权利要求7所述的装置，还包括与所述输出功率转换电路耦合的输出电容器。
一种调节功率装置，包括：
a.输入升压转换器，用于接收经整流电压并且生成第一电压；
b.中间降压/升压转换器，用于接收所述第一电压并且生成第二电压；
c.输出隔离电路，用于接收所述第二电压并且生成第三电压；以及
d.调节电路，与所述中间降压/升压转换器耦合，并且与所述输出隔离电路耦合，所述调节电路包括用于生成控制信号的反馈信号，所述控制信号用于操作所述中间降压/升压转换器的调节切换元件。
根据权利要求15所述的装置，其中所述第一电压高于所述经整流电压。
根据权利要求15所述的装置，其中所述第二电压不同于所述第一电压。
根据权利要求15所述的装置，其中所述第三电压与所述第一电压隔离。

说明书具有升压‑降压‑降压配置的功率转换器
技术领域
本发明涉及功率转换器领域。更具体而言，本发明涉及一种多级升压‑降压‑降压功率装置。
背景技术
在许多应用中，需要电压调节器以在由具有不同电压电平的电压源形成的预定范围内提供电压。如果输入功率落在某一范围以外，则一些电路遭受不确定和不希望的运转以及甚至不可修复的损坏。
在图1中示出现有技术的调节功率装置10。装置10是升压‑升压‑隔离功率转换器。装置10主要包括与输入转换器14耦合的、也被称为AC到DC转换器的AC输入12。在所示出的示例实施例中，输入转换器14包括功率因数校正(PFC)前端。输入转换器14能够被配置为升压转换器。输入转换器14与中间调节器16耦合，该中间调节器16包括与输出转换器18耦合的另一升压调节器，该输出转换器18在这一情况下是DC‑DC转换器。将输出转换器18配置为隔离级。调节电路20耦合于中间调节器16与输出转换器18之间。
AC输入12被耦合用于接收AC信号VAC并且生成作为输入而耦合到输入转换器14的未调节直流(DC)。通常，输入转换器14从AC输入12接收未调节直流并且生成升压或者增加的电压。增加的电压是DC电压。中间调节器16接收增加的电压并且生成经调节电压。经调节电压包括被升压至比输入转换器的最小输出电压更高的电压。输出转换器18接收调节的更高电压并且生成降压至或者低于更高调节电压的输出电压。调节电路19感测Vout的功率骤降和功率增加，并且控制中间调节器16内的调节切换元件的占空比，以供应用于校正Vout的功率增加或者功率骤降下降的补偿功率。
存在与装置10关联的许多固有弊端。装置10在启动时生成高浪涌电流(surge current)输出转换器18的次级部件经历高应力，并且装置被暴露于来自浪涌电流的高噪声电平。此外，输出转换器18的初级部件也承受高电压应力。作为升压‑升压‑隔离功率转换器的装置10既笨重又低效。
与装置10相似的另一现有技术的功率调节器使用降压型PFC前端，该前端跟随有与降压型降频转换器耦合的升压转换器。这一其它现有技术具有在低输入AC线路的低功率因数校正的固有弊端，并且具有中断的输入电流要求大型滤波器以平滑掉切换脉动电流这样的症结。另外，这一其它现有技术受困于降压PFC前端在与升压型前端比较的相对低效率运行。这一降压‑降压‑隔离配置受困于高RMS电流由于来自上游两个降压转换器的相对低电压而需要初级侧上的高铜损耗。
因而希望创建一种用于大量增加这样的功率转换器的效率并且减少它们的成本的调节功率转换器。
发明内容
一种用于操作本发明的转换器的示例方式是将PFC前端级配置为升压跟随器级，以使得PFC前端级的输出电压仅略高于AC输入的峰值。与PFC前端级耦合的降压调节器级被配置用于产生比PFC级的最小输出电压略低的固定输出电压。将降压调节器的输出电压设计为与PFC级的最小输出电压尽可能接近产生了最高总体转换器效率。本发明的转换器因此在低线路和高线路的效率之间产生最优平衡。
根据本发明的第一方面，提供一种调节功率装置。该装置包括被配置用于接收经整流电压并且用于生成增加的电压的输入功率转换电路。中间功率调节电路生成经调节电压，该经调节电压具有比输入功率转换电路的最小输出电压更低的电压或者更高的电压。中间功率调节电路被耦合用于接收增加的电压。输出功率转换电路与包括多个切换元件和变压器的中间功率调节电路耦合。输出功率转换电路接收经调节电压，并且生成比经调节电压更低或者更高的输出电压。输出功率转换电路包括被配置用于优选地在固定占空比操作的隔离级。调节电路与中间功率调节电路耦合并且与输出功率转换电路耦合。调节电路包括用于生成控制信号的反馈信号，控制信号用于操作中间功率调节电路的调节切换元件。
输入功率转换电路包括升压转换器，该升压转换器包括与电感元件耦合并且与多个升压二极管器件耦合的升压切换元件。升压转换器被配置有用于增加功率装置的功率因数的功率因数校正功能。升压转换器被配置为升压跟随器，其中增加的电压大于经整流电压。升压跟随器包括与升压切换元件耦合的升压跟随器控制器。提供AC输入电路以便接收AC信号并且生成经整流电压。
中间功率调节电路包括跟随有升压转换器的降压转换器，该升压转换器包括与在转换器之间共享的电感元件耦合、并且与调节器二极管器件耦合的调节切换元件。备选地，中间功率调节电路包括SEPIC(单端初级电感转换器)转换器，其中经调节电压可以具有比输入功率转换电路的最小输出电压更低的电压或者更高的电压。SEPIC转换器包括与电感元件耦合并且与电容元件耦合的调节切换元件。电容元件与第二电感元件耦合并且与二极管器件耦合。在又一备选方式中，中间功率调节电路包括降压‑升压转换器，降压‑升压转换器包括与电感元件耦合并且与传递器件耦合的调节切换元件。调节切换元件与降压‑升压转换器的输入耦合。
本发明的其它特征将从对结合附图进行的下文描述的考虑中变得明显。
附图说明
在所附权利要求中阐述本发明的新颖特征。然而出于说明的目的，在以下附图中阐述本发明的若干实施例。
图1图示了现有技术的功率装置的功能框图。
图1A图示了根据本发明实施例的功率装置的功能框图。
图2图示了根据本发明实施例的功率装置的示意图。
图3图示了根据本发明备选实施例的功率装置的示意图。
图3A图示了根据本发明备选实施例的功率装置的中间调节器的示意图。
图4图示了根据本发明另一实施例的功率装置的示意图。
具体实施方式
在下文描述中，出于说明的目的而阐述大量细节和备选方式。然而本领域普通技术人员将认识到，不使用这些具体细节仍然可以实现本发明。在其它实例中，以框图形式示出公知结构和设备以免因不必要的细节而模糊本发明的描述。
图1A示出具有中间调节器160的本发明的实施例。一种用于操作本发明的转换器的示例性方式是将PFC前端级140配置为升压跟随器级，从而PFC前端级的输出电压仅略高于AC输入120的峰值。因此例如PFC输出可能对于114VAC的AC输入约为250VDC，并且PFC输出可能对于230VAC的AC输入约为385VDC。中间调节器级160被配置用于产生固定预定输出电压。示例实施例可以被设计用于产生比PFC级140的最小输出电压略低的固定电压。举例而言，PFC前端140可以被设计用于针对90至132VAC输入而产生240VDC的最小输出电压，并且中间调节器级160被设计用于产生200VDC(或者备选地为175VDC)的固定输出电压。将中间调节器160的输出电压设计为与PFC级的最小输出电压尽可能的接近产生最高总转换器效率。
在典型或者常规转换器中，高线路效率由于导通损耗减少而比低线路效率高得多。本发明的转换器实现在低线路的高转换效率、而仅略微减少其中有更大效率裕度的高线路效率。优选地通过使用PFC级上的升压‑跟随器并且通过使用中间降压调节级来实现这一高转换效率，该中间降压调节级用略微低于最低升压‑跟随器输出电压的输出电压操作。本发明的转换器因此产生在低线路和高线路的效率之间的最优平衡。
转向图1A，示出用于根据本发明的调节功率装置100的功能框图。将装置100配置为升压‑中间级隔离功率转换器。这一配置具有较现有技术的系统而言的优良效率和优良操作特性。装置100主要包括也被称为AC到DC转换器的AC输入120。AC输入120被耦合用于向也被称为功率因数校正(PFC)前端的输入功率转换电路或者输入转换器140提供未调节DC电压。输入转换器140与中间功率调节电路或者中间调节器160耦合，该中间功率调节电路或者中间调节器160优选地包括与升压调节器串联的降压调节器。中间调节器160与用于提供隔离的输出转换器180耦合。隔离电路190耦合于中间调节器160与输出转换器180之间。
AC输入120被耦合用于接收AC信号VAC，并且根据AC信号VAC生成未调节DC。未调节DC电压作为输入而耦合到输入转换器140。输入转换器140从AC输入120接收未调节直流电流，并生成升压或者增加的电压。增加的电压是DC电压。中间调节器160接收增加的电压并且根据增加的电压生成经调节电压。在一些实施例中，经调节电压包括比输入转换器的最小输出电压更低的电压。优选地，输出转换器180生成无需电压控制的隔离输出。调节电路190感测Vout的功率骤降和功率增加，并且控制中间调节器160内的调节切换元件的占空比，以供应用于校正Vout的功率增加或者功率骤降的补偿功率。
图2图示了图1A的调节功率装置100的示例性示意图。根据本发明的实施例提供调节功率装置200。将装置200配置为升压‑中间级隔离调节功率转换器。装置200主要包括与输入转换器140耦合的AC输入120。输入转换器140与中间调节器160耦合，该中间调节器160包括根据应用条件而选择性地与输出转换器180耦合的降压调节器160A。在其中需要比由输入级140生成的电压更低的输出电压的应用条件期间，降压调节器160A选择性地与输出耦合。在要求比由输入生成的电压更高的输出电压的应用条件期间，升压转换器160B选择性地与输出相耦合以便生成更高电压。调节电路190耦合于中间调节器160与输出转换器180之间。受益于这一公开内容的本领域技术人员将理解下文描述的输入转换器140、中间调节器160和输出转换器180的备选示意性变化。
AC输入120包括用于接收AC信号202的输入，并且优选地包括四个二极管的桥接器204。AC信号202通常在范围90‑265VAC中。AC信号202由四个二极管的桥接器204整流以生成经整流电压，该经整流电压是未调节的DC电压。可以在AC输入120中包括电磁干扰(EMI)和射频干扰(RFI)滤波器(未示出)以消除不需要的谐波噪声。
四个二极管的桥接器204具有输入和输出。AC输入电压202耦合到四个二极管的桥接器204的输入。四个二极管的桥接器204的正输出端子耦合到电感器L1的第一端子和升压二极管D1A的正极。电感器L1的第二端子耦合到升压切换元件210的第一端子和升压二极管D1的正极。升压二极管D1、D1A的负极耦合到节点A。四个二极管的桥接器204的负输出端子耦合到电路接地。切换元件210的第二端子与升压控制器208耦合。切换元件210的第三端子耦合到接地。升压控制器208耦合到接地。
输入转换器140接收经整流电压并且生成增加的电压。将输入转换器140配置为升压转换器。升压控制器208与升压切换元件210耦合。可以根据针对功率装置200的输出要求来为输入转换器140选择适当部件。在示例实施例中，升压切换元件210包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)MOSFET晶体管。升压二极管D1、D1A也可以包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)材料。升压控制器208可以包括逻辑器件，该逻辑器件包括脉宽调制(PWM)功能。这样的PWM控制器为本领域技术人员所知。
输入转换器140可以被配置用于作为功率因数校正(PFC)前端来操作。输入转换器140使用升压控制器208以调整升压切换元件210的占空比，从而输入电流和AC信号202的线路频率是相同相位。由此提供功率装置200的逼近单一(unity)(1.0)的功率因数。输入转换器140使用用于控制升压切换元件210的占空比来生成增加的电压，而电感器L1存储并且经由升压二极管D1、D1A传递增加的电压。
中间调节器160接收增加的电压并且生成经调节电压Vin。能够在其中要求经调节电压Vin是比输入转换器140的最小输出电压更低的电压的应用条件中将中间调节器160配置为降压转换器160A。中间调节器160包括调节切换元件220的耦合到节点A的第一端子。调节切换元件220的第二端子与调节器控制器218耦合。调节切换元件220的第三端子耦合到电感器L2的第一端子和调节器二极管D2的负极。电感器L2的第二端子耦合到接地Vin。调节器二极管D2的正极和调节器控制器218耦合到接地。中间调节器160使用包括调节电路190和旁路二极管(shunting diode)252的反馈回路提供的反馈信号。旁路二极管252的负极耦合到节点Vout。节点Vout是与输入电压Vout相随的输出。旁路二极管252的正极耦合到调节电路190的第一端子。调节电路190的第二端子耦合到调节器控制器218。中间调节器160使用用于控制调节切换元件220的占空比的调节器控制器218来生成经调节电压Vin。电感器L2交替地存储并且向输出转换器180以及经过调节器二极管D2传递功率。
可以根据针对功率装置200的输出要求来为中间调节器160选择适当部件。在示例性实施例中，调节器切换元件220包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)MOSFET晶体管。调节器二极管D2也可以包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)材料。调节器控制器218可以包括逻辑器件，该逻辑器件包括脉宽调制(PWM)功能。这样的PWM控制器为本领域技术人员所知。另外，针对更高功率应用并且为了解决涉及分离接地的问题，隔离栅极双极晶体管(IGBT)能够用作切换器件。
被配置为降压转换器160A的中间调节器160使用调节器控制器218以调整调节器切换元件220的占空比，从而在节点Vin处的经调节电压Vin被调节并且低于输入转换器140的最小输出电压。经调节电压Vin包括固定DC电压。中间调节器160被配置用于提供与输入转换器140的最小输出电压尽可能接近的调节的固定电压Vin以便最大化功率装置200的效率。在示例实施例中，经调节电压是200VDC。备选地，经调节电压Vin是175VDC。
当在降压配置160A中时，切换元件Q2220在其中转换器160A经过电感器L2向负载递送电流的充电级期间被使能或者导通。在放电级期间，Q 220被去使能或者断开(open)，并且在电感器L2中存储的能量使跨L2的电压反向、由此前向偏置二极管D2。因而，跨D2、L2和负载形成电流路径以向负载中泄放L2内的能量作为进入负载的电流。在作为降压转换器160A来操作期间，控制器U3228优选地去使能开关Q5，从而无电流可以从其流过。
输出转换器180被配置用于接收经调节电压Vin并且生成输出电压Vout。优选地，电压Vout被从电压Vin中DC隔离。在这一例子中，将输出转换器180配置为LLC谐振转换器。在其它实施例中，可以将输出转换器配置为在固定占空比操作的全桥前向转换器。优选地，输出转换器180是被配置用于实现隔离而无电压控制的隔离级。输出转换器180包括输入电容器230的耦合到节点Vin的第一端子，以及输入电容器230的耦合到接地的第二端子。第一切换元件或者输出开关232的第一端子耦合到节点Vin和第一隔离电容器236的第一端子。第一切换元件232的第二端子与输出控制器228耦合。第一切换元件232的第三端子耦合到第二切换元件或者输出开关234的第一端子和变压器240的第一初级端子。第一隔离电容器236的第二端子耦合到第二隔离电容器238的第一端子、并且耦合到变压器240的第二初级端子。第二切换元件234的第二端子与输出控制器228耦合。输出控制器228耦合到调制电路190的第二端子。输出控制器228也耦合到接地。第二切换元件234的第三端子和第二隔离电容器238的第二端子耦合到接地。调节电路190的第三和第四端子耦合到接地。
第一输出二极管D3的正极耦合到变压器240的第一次级端子。第一输出二极管D3的负极耦合到输出电感器L3的第一端子和第二输出二极管D4的负极。第二输出二极管D4的正极耦合到变压器240的第二次级端子。变压器240的中央抽头耦合到接地。输出电感器L3的第二端子耦合到输出电容器250的第一端子和节点Vout。输出电容器250的第二端子耦合到接地。负载254耦合于节点Vout与接地之间。
输出转换器180使用输出控制器228来生成输出电压Vout。输出控制器228监视输出电压Vout并且控制输出开关232、234的占空比。如果输出电压Vout增加或者减少，则输出控制器相应减少或者增加输出开关232、234的占空比。输出控制器228使用包括调节电路190和旁路二极管252的反馈回路提供的反馈信号。旁路二极管252耦合到调节电路190，该调节电路也耦合到输出控制器228。输出控制器228生成用于控制第一输出开关232和第二输出开关234的占空比的控制信号。输出控制器228控制第一输出开关232和第二输出开关234的导通，从而一次仅第一输出开关232和第二输出开关234中的一个输出开关导电。第一输出开关232和第二输出开关234的导通分别在第一输出二极管D3和第二输出二极管D4交替地生成前向偏置电流。从变压器240的展开(expanding)和折叠(collapsing)磁场生成前向偏置电流。第一输出二极管D3和第二输出二极管D4的导通经由输出电感器L3对输出电容器250交替地放电。
可以根据针对功率装置200的输出要求来为输出转换器180选择适当部件。在示例实施例中，第一输出开关232和第二输出开关234包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)MOSFET晶体管。输出二极管D3、D4也可以包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)材料。输出控制器218可以包括逻辑器件，该逻辑器件包括脉宽调制(PWM)功能。这样的PWM控制器为本领域技术人员所知。调节电路190可以包括适当反馈电路，该反馈电路可以是而不限于光学隔离器。旁路二极管252可以包括由本领域技术人员已知的适当材料制成的齐纳二极管。可以根据为功率装置200选择的保持时间规格来为输入电容器230选择大小。保持时间是功率装置在失去来自AC输入120的功率之后仍然向负载254供应功率的时间量。通常，保持时间包括15‑50毫秒的范围。
在一些实施例中，向所示拓扑添加D5和Q5 215以利用已经存在的电感器L2和电容器C1 230以在比输入转换器140提供的电压更高的输出电压时形成升压转换器160B。在这样的情形中，来自PFC级的输出上的主要体电容器C1 230上的电压快速减少至后继降压转换器不再能够操作并且仍然在它的输出产生充足电压这样的点。为此，附加部件D5和Q5 215优选地在向降压转换器的输入降至输出以下时按照PWM由U4 218控制。跨降压电容器的电压然后将被升压而不是降压并且在降压电容器放电至更小电压之时允许增加的保持时间。优选地，在提供功率之时的标准操作期间，D5保持前向偏置和导通，并且Q5 215保持关断并且表现为开路。
在作为增压转换器160B来操作时，开关Q2 220优选地由控制器U4 218使能并且可以在双极或者IGBT开关的情况下被近似为从漏极到源极或者集极到射极的短路选择性地使能和去使能开关Q5215以形成升压转换器160B。当使能开关Q5 215时，在电感器L2中形成根据电路等时间常数而增加的电流。这一般称为存储阶段。然后在某一小时间段之后断开开关Q2 215，并且作为结果，越过开关Q2 215的电压在电感器L2的折叠磁场尝试维持电流时增加。由于开关Q2 215有效地变成开路，所以电压继续上升直至经过二极管D5导通电流。经过二极管D5驱动电流直至耗尽电感器L2中存储的能量。这一般称为递送阶段。由于电感器L2可以按照因子10‑15有效地升压电源电压，所以有可能从低电压电池源对高电压电容器充电。
有利地，中间调节器160能够在输出电压需求低于输出转换器140提供的电压或者高于输入转换器140时相应地选择性地用作降压转换器160A或者升压转换器160B。另外，重要的是注意能够在降压转换或者升压转换期间使用电感器L2。一般而言，电感器是任何转换器系统中的最昂贵部件之一，并且它们的成本随着它们的功率操纵能力增加而大量增加。因而，在仅利用一个电感器L2之时在降压转换器160A与升压转换器160B之间选择性地切换是有利的。
图3图示了图1A的调节功率装置100的备选示例示意图。根据本发明的实施例提供调节功率装置300。将装置300配置为升压‑中间级隔离调节功率转换器。装置300主要包括与输入转换器140耦合的AC输入120。输入转换器140与中间调节器160耦合，该中间调节器160包括与输出转换器180耦合的降压调节器。调节电路190耦合于中间调节器160与输出转换器180之间。
AC输入120包括用于接收AC信号302的输入和四个二极管的桥接器304。AC信号302通常在90‑265VAC的范围中。AC信号302由四个二极管的桥接器304整流以生成经整流电压，该经整流电压是未调节DC电压。可以在AC输入中包括电磁干扰(EMI)和射频干扰(RFI)滤波器(未示出)以消除不想要的谐波噪声。
四个二极管的桥接器304具有输入和输出。AC输入电压302耦合到四个二极管的桥接器304的输入。四个二极管的桥接器304的正输出端子耦合到电感器L1的第一端子和升压二极管D1A的正极。电感器L1的第二端子耦合到升压切换元件310的第一端子和升压二极管D1的正极。升压二极管D1、D1A的负极耦合到节点A。四个二极管的桥接器304的负输出端子耦合到电路接地。切换元件310的第二端子经过电阻器R3与升压控制器308耦合。分压器R1、R2耦合到升压控制器308的输入并且耦合于电感器L1的第一端子与接地之间。分压器R4、R5耦合到升压控制器308并且耦合于节点A与接地之间。切换元件310的第三端子耦合到接地。升压控制器308耦合到接地。
输入转换器140接收经整流电压并且生成增加的电压。输入转换器140被配置用于作为升压跟随器来工作。升压控制器308与升压切换元件310耦合。电阻网络与包括电阻器R1‑R5的升压跟随器控制器308耦合。可以根据针对功率装置300的输出要求来为输入转换器140选择适当部件。在示例实施例中，升压切换元件310包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)MOSFET晶体管。升压二极管D1、D1A也可以包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)材料。升压跟随器控制器308可以包括逻辑器件，该逻辑器件包括脉宽调制(PWM)功能。这样的PWM控制器为本领域技术人员所知。
输入转换器140可以被配置用于作为功率因数校正(PFC)前端来操作。输入转换器140使用升压跟随器控制器308以调整升压切换元件310的占空比，从而输入电流和AC信号302的线路频率是相同相位。由此提供功率装置300的逼近单一(1.0)的功率因数。输入转换器140使用用于控制升压切换元件310的占空比的跟随器控制器308来生成增加的电压，而电感器L1存储并且经由升压二极管D1、D1A传递增加的电压。被配置为升压跟随器的输入转换器140可以生成增加的电压，从而增加的电压的电势根据AC信号302的电势成比例地变化。升压跟随器功能允许输入转换器140生成仅略高于AC信号302的增加电压。电阻器网络R1‑R5有助于升压跟随器功能并且向升压跟随器控制器308提供反馈信号。例如输入转换器140针对115VAC的AC信号302生成250VDC的增加电压。备选地，输入转换器140针对230VAC的AC信号302生成385VDC的增加电压。
中间调节器160接收增加的电压并且生成经调节电压Vin。能够将中间调节器160配置为降压/升压转换器。经调节电压Vin具有比输入转换器140的最小输出电压更低的电压。中间调节器160包括调节切换元件320的耦合到节点A的第一端子。调节切换元件320的第二端子与调节器控制器318耦合。调节切换元件320的第三端子耦合到电感器L2的第一端子和调节器二极管D2的负极。电感器L2的第二端子耦合到节点Vin。调节二极管D2的正极耦合到接地。调节器控制器318也耦合到接地。中间调节器160使用包括调节电路190和旁路二极管352的反馈回路提供的反馈信号。旁路二极管352的负极耦合到节点Vout。节点Vout是与输出电压Vout相随的输出。旁路二极管352的正极耦合到调节电路190的第一端子。调节电路190的第二端子耦合到调节器控制器318。中间调节器160使用用于控制调节切换元件320的占空比的调节器控制器318来生成经调节电压Vin。
中间调节器160使用包括调节电路190和旁路二极管352的反馈回路提供的反馈信号。中间调节器160使用用于控制调节切换元件320的占空比的调节器控制器318来生成经调节电压Vin。电感器L2交替地存储并且向输出转换器180以及经过调节器二极管D2传递功率。
可以根据针对功率装置300的输出要求来为中间调节器160选择适当部件。在示例实施例中，调节器切换元件320包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)MOSFET晶体管。调节器二极管D2也包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)材料。调节器控制器318可以包括逻辑器件，该逻辑器件包括脉宽调制(PWM)功能。这样的PWM控制器为本领域技术人员所知。
被配置为降压转换器的中间调节器160使用调节器控制器318以调整调节器切换元件320的占空比，从而在向输出转换器180的输入的调节电压Vin被调节，并且该经调节电压Vin低于输入转换器140的最小输出电压。经调节电压Vin包括固定DC电压。中间调节器160被配置用于提供与输入转换器140的最小输出电压尽可能接近的调节固定电压Vin以便最大化功率装置300的效率。在示例实施例中，经调节电压是200VDC。备选地，经调节电压是175VDC。
在一些实施例中，向所示拓扑添加D5和Q5 315以利用已经存在的电感器L2和电容器C1 330以在停电(outage)期间形成升压转换器。当停电出现时，来自PFC级的输出上的主要体电容器C1 330上的电压快速减少至后继降压转换器不再能够操作并且仍然在它的输出产生充足电压这样的点。为此，附加部件D5和Q5 215优选地在向降压转换器的输入降至输出以下时按照PWM由U4 318控制。跨降压电容器的电压然后将被升压而不是降压，并且在降压电容器放电至更小电压之时允许增加的保持时间。优选地，在提供功率之时的标准操作期间，D5保持前向偏置和导通，并且Q5 315保持关断并且表现为开路。切换元件320和325能够由驱动器电路418同时驱动。通过变化从电路418发源的控制信号的占空比，中间级160的输出能够是比输入级140提供的电压更高的电压或者更低的电压而未如现有技术解决方案的条件那样使降压或者升压的电压的极性反向。
在一些实施例中，中间转换器160能够是跟随有升压转换器160B的降压转换器160A而不是能够由一个控制器318控制的组合中间转换器。在图3A的示例实施例中，降压部分160A跟随有升压部分160B。降压部分160A包括它自己的能量存储电感器L2A。另外，开关220由独立控制机制Ux、比如集成电路控制。降压部分跟随有升压部分160B。类似地，升压部分包括它自己的能量存储电感器L2B。开关215由第二独立控制器Uy控制。优选地，在降压配置期间，控制器Uy去使能开关215。类似地，在升压配置期间，控制器Ux优选地使能开关220。应当选择L2A和L2B的值从而使得它们的组合串联值适合于形成所需降压或者升压电平。
图4图示了图1A的调节功率装置100的另一备选示例示意图。根据本发明的一个实施例提供调节功率装置400。将装置400配置为升压‑中间级隔离调节功率转换器。装置400主要包括与输入转换器140耦合的AC输入120。输入转换器140与中间调节器160耦合，该中间调节器160包括与输出转换器180耦合的降压调节器。调节电路190耦合于中间调节器160与输出转换器180之间。
AC输入120包括用于接收AC信号402的输入和四个二极管的桥接器404的输入。AC信号402通常在范围90‑256VAC中。AC信号402由四个二极管的桥接器404整流以生成经整流电压，该经整流电压是未调节DC电压。可以在AC输入中包括电磁干扰(EMI)和射频干扰(RFI)滤波器(未示出)以消除不想要的谐波噪声。
四个二极管的桥接器404具有输入和输出。AC输入电压402耦合到四个二极管的桥接器404的输入。四个二极管的桥接器404的正输出端子耦合到电感器L1的第一端子和升压二极管D1A的正极。电感器L1的第二端子耦合到升压切换元件410的第一端子和升压二极管D1的正极。升压二极管D1、D1A的负极耦合到节点A。四个二极管的桥接器404的负输出端子耦合到电路接地。切换元件410的第二端子经过电阻器R3与升压控制器408耦合。分压器R1、R2耦合到升压控制器408的输入并且耦合于电感器L1的第一端子与接地之间。分压器R4、R5耦合到升压控制器408并且耦合于节点A与接地之间。切换元件410的第三端子耦合到接地。升压控制器408耦合到接地。
输入转换器140接收经整流电压并且生成增加的电压。输入转换器140被配置用于作为升压跟随器来工作。电阻网络与包括电阻器R1‑R5的升压跟随器控制器408耦合。可以根据针对功率装置400的输出要求来为输入转换器140选择适当部件。在示例实施例中，升压切换元件410包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)MOSFET晶体管。升压二极管D1、D1A也可以包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)材料。升压跟随器控制器408可以包括逻辑器件，该逻辑器件包括脉宽调制(PWM)功能。这样的PWM控制器为本领域技术人员所知。
输入转换器140可以被配置用于作为功率因数校正(PFC)前端来操作。输入转换器140使用升压跟随器控制器408以调整升压切换元件410的占空比，从而输入电流和AC信号402的线路频率是相同相位。由此提供功率装置400的逼近单一(1.0)的功率因数。输入转换器140使用用于控制升压切换元件410的占空比的跟随器控制器408来生成增加的电压，而电感器L1存储并且经由升压二极管D1、D1A传递增加的电压。被配置为升压跟随器的输入转换器140可以生成增加的电压，从而增加的电压的电势根据AC信号402的电势成比例地变化。升压跟随器功能允许输入转换器140生成仅略高于AC信号402的增加电压。电阻器网络R1‑R5有助于升压跟随器功能并且向升压跟随器控制器408提供反馈信号。例如输入转换器140针对115VAC的AC信号402生成250VDC的增加电压。备选地，输入转换器140针对230VAC的AC信号402生成385VDC的增加电压。
中间调节器160接收增加的电压并且生成经调节电压Vin。能够配置中间调节器160为单端初级电感转换器或者SEPIC转换器。SEPIC转换器160可以提供比降压型转换器更长的保持时间。SEPIC转换器160也可以提供经调节电压Vin，该经调节电压可以具有比输入转换器140的最小输出电压更低或者的电压或者更高的电压。因此针对经调节电压Vin允许中间调节器160有更宽的电压电势值范围。
中间调节器160包括串联电感器L2的耦合到节点A的第一端子。串联电感器L2的第二端子耦合到调节切换元件420的第一端子和串联电容器421的第一端子。调节切换元件420的第二端子与调节器控制器418耦合。调节切换元件420的第三端子耦合到接地。串联电容器421的第二端子耦合到并联电感器L3的第一端子和调节器二极管D2的正极。调节器二极管D2的负极耦合到节点Vin。并联电感器L3的第二端子耦合到接地。调节器控制器418也耦合到接地。中间调节器160使用包括调节电路190和旁路二极管452的反馈回路提供的反馈信号。旁路二极管452的负极耦合到节点Vout。节点Vout是与输出电压Vout相随的输出。旁路二极管452的正极耦合到调节电路190的第一端子。调节电路190的第二端子耦合到调节器控制器418。中间调节器160使用用于控制调节切换元件420的占空比的调节器控制器418来生成经调节电压Vin。备选地，输入并联电容器(未示出)可以与串联电感器L2的第一端子和接地耦合，以减少中间调节器160的寄生电感和内阻。
中间调节器160使用用于控制调节切换元件420的占空比的调节器控制器418来生成经调节电压Vin。当循环接通调节切换元件420时，从输入转换器140的增加电压向串联电感器L2供应充电电流。从串联电容器421向并联电感器L3供应充电电流。当关断调节切换元件420的循环时，串联电感器L2和并联电感器L3经由调节器二极管D2向输出转换器180的输入电容器430供应放电电流。
可以根据针对功率装置400的输出要求来为中间调节器160选择适当部件。在一个示例实施例中，调节器切换元件420包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)MOSFET晶体管。调节器二极管D2可以包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)材料并且可以包括肖特基二极管。调节器控制器418可以包括逻辑器件，该逻辑器件包括脉宽调制(PWM)功能。这样的PWM控制器为本领域技术人员所知。
被配置为SEPIC的中间调节器160使用调节器控制器418以调整调节器切换元件420的占空比，从而在向输出转换器180的输入的调节电压Vin被调节并且高于或者低于输入转换器140的最小输出电压。经调节电压Vin包括固定DC电压。本领域技术人员将理解降压‑升压转换器(未示出)可以替换SEPIC转换器160，因为降压‑升压转换器也可以提供可以具有比增加的电压更高或者更低的电势的调节电压Vin。降压‑升压转换器(未示出)可以包括与并联电感元件(未示出)耦合并且与串联二极管元件(未示出)耦合的串联调节器切换元件(未示出)。
输出转换器180被配置用于接收经调节电压Vin并且生成输出电压Vout。如上文描述的那样，将输出转换器180配置为隔离级。输出转换器180包括输入电容器430的耦合到节点Vin的第一端子和输入电容器430的耦合到接地的第二端子。第一切换元件或者输出开关432的第一端子耦合到节点Vin和第一隔离电容器436的第一端子。第一切换元件432的第二端子与输出控制器428耦合。第一切换元件432的第三端子耦合到第二切换元件或者输出开关434的第一端子和变压器440的第一初级端子。第一隔离电容器436的第二端子耦合到第二隔离电容器438的第一端子并且耦合到变压器440的第二初级端子。第二切换元件434的第二端子与输出控制器428耦合。输出控制器428耦合到调节电路190的第二端子。输出控制器428也耦合到接地。第二切换元件434的第三端子和第二隔离电容器438的第二端子耦合到接地。调节电路190的第三端子和第四端子耦合到接地。
第一输出二极管D3的正极耦合到变压器440的第一次级端子。第一输出二极管D3的负极耦合到输出电感器L4的第一端子和第二输出二极管D4的负极。第二输出二极管D4的正极耦合到变压器440的第二次级端子。变压器440的中央抽头耦合到接地。输出电感器L4的第二端子耦合到输出电容器450的第一端子和节点Vout。输出电容器450的第二端子耦合到接地。负载454耦合于节点Vout与接地之间。
在操作中，SEPIC转换器160近年来已经在必须根据电池的充电电平而向上或者向下步进的由电池供电的系统中变得流行。当功率开关接通时，从输入转换器140对电感器L2充电。第二电感器L3从第一电容器C1 421取得能量，并且留下输出电容器C2以提供负载电流。当开关接通时从负载断开L2和L3二者的这一事实造成复杂控制特性。当去使能开关420时，第一电感器L2对电容器C1充电并且也向输出转换器180提供电流。第二电感器L3在这一时间期间也连接到输出转换器180。输出电容器C2在关断时间期间经历电流脉冲，从而使它固有地比降压转换器更嘈杂。输入电流是非搏动的，这在从电池供应运行时是明显优点。
当去使能开关420时，经过电容器C1的电流变得与电感器L3中的电流相同，因为电感器不允许电流的瞬时改变。经过电感器L2的电流不会使方向反向。当去使能开关420时，从L3和L2二者向输出转换器180递送功率。然而电容器C1在这一关断循环期间由L2充电，并且将转而在接通循环期间对L2再充电。
输出转换器180使用输出控制器428来生成输出电压Vout。输出控制器428监视输出电压Vout并且控制第一输出开关432和第二输出开关434的占空比。如果输出电压Vout分别增加或者减少，则输出控制器减少或者增加第一输出开关432和第二输出开关434的占空比。输出控制器428生成用于控制第一输出开关432和第二输出开关434的占空比的控制信号。输出控制器428控制第一输出开关432和第二输出开关434的导通，从而一次仅导通第一输出开关432和第二输出开关434中的一个输出开关。第一输出开关432和第二输出开关434的导通分别在第一输出二极管D3和第二输出二极管D4交替地生成前向偏置电流。从变压器440的展开和折叠磁场生成前向偏置电流。输出二极管D3、D4的导通经由输出电感器L4对输出电容器450交替地放电。
可以根据针对功率装置400的输出要求来为输出转换器180选择适当部件。在示例实施例中，第一输出开关432和第二输出开关434包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)MOSFET晶体管。输出二极管D3、D4也可以包括硅(Si)或者碳化硅(SiC)材料。输出控制器428可以包括逻辑器件，该逻辑器件包括脉宽调制(PWM)功能。这样的PWM控制器为本领域技术人员所知。调节电路190可以包括适当的反馈电路，该反馈电路可以是而不限于光学隔离器。旁路二极管452可以包括由本领域技术人员已知的适当材料制成的齐纳二极管。可以根据为功率装置400选择的保持时间规格来为输入电容器430选择大小。
尽管已经参照诸多具体细节描述本发明，但是本领域普通技术人员将认识到可以在其它具体形式中具体化本发明而未脱离本发明的精神实质。因此，本领域普通技术人员将理解本发明将不受前述示例细节限制而实际上将由所附权利要求限定。