一种两级稳压调节电路及其稳压方法和设计方法技术领域
本发明属于电源技术领域，具体涉及一种两级稳压调节电路及其稳压方法和设计
方法。
背景技术
在高速发展的信息领域中，电源技术占据的地位越来越重要，无论是先进的计算
机、无线通讯设备，还是汽车电子产品，都体现了电源技术的优越性，它已成为当前集成电
路产业发展中的一个热点。现如今，基于电源技术设计的电子产品已经普及到人们工作、生
活的各个方面，其性能价格比愈来愈高，功能愈来愈强，市场竞争愈来愈激烈。
如今的电子设备，电源已成为不可或缺的一部分，随着电源效能优化的提高，电源
管理技术已经摆脱了过去经常被整合在应用处理器之内的方式，且作为一项重要技术性的
研发，逐渐产生了各类电源产品。传统的电源产品已经不能满足设备需求，电源产品正朝着
高效率、小型化、高稳定性的方向发展。
随着电子信息时代的到来，新工艺、新技术不断地推进集成电路的发展，尤其VLSI
技术，其极大地提高了模拟电路、数字电路、数模混合电路等在电子产品中的应用，不仅降
低了电子产品的制造成本，而且促进了电子产品应用的普及。单片机因具有可靠性高，体积
小，控制功能强等优点，在工业控制、家电、通信设备等领域的控制系统中得到了广泛应用。
给单片机供电的电源，通常采用的系统设计方案有两种：第一种方案是采用隔离
开关变换器。利用工频变压器将市电变换到电子线路所需要的电压范围，再通过整流电路
将变压器变换后的交流电压变为单向的脉动直流电压，利用滤波电路对整流输出的脉动直
流进行平滑处理，得到一个含纹波成分很小的直流电压，实现AC-DC转换，最终通过DC-DC变
换器给负载供电；另一种方案是采用开关电源拓扑结构。这种方案先完成了AC-DC转换，交
流电通过整流电路变换成具有一定电压纹波的直流电压，再利用滤波电路滤除纹波，最终
通过开关变换器给负载供电。工频变压器体积大，成本高；而开关变换器外围元件较多，造
成电源体积大。因此，采用以上市电供电方案，电源产品体积往往较大。
直流稳压电源根据功率管的工作方式，主要分为开关电源和线性电源。开关型稳
压器是一种离散系统，其内部的功率管工作在高频开关状态，导通电阻小，当流过较大电流
时，消耗在功率管上的功率很小，电源效率很高，可达到85％以上，有时也称它为“高效节能
型电源”，现已成为稳压器的主流产品。但是开关噪声大是它的致命缺点，大大限制了在低
噪声、低纹波的模拟和射频领域的应用。而线性稳压器正好相反，它是个连续系统，效率低、
功率管发热量大、输出总小于输入是它的缺点，但它有良好的线性调整率、负载调整率、高
电源抑制比、低噪声等优点，正好可以弥补开关型稳压器的不足。此外，线性稳压器因具有
低的纹波电压而被广泛应用于对噪声、纹波要求很高的电子设备中。
与其它电源相比，线性稳压电源具有以下一些突出的优点：在输出电流较小时，线
性稳压器的成本较低；线性稳压器的封装非常适合应用在便携电子设备中，如无线电话、掌
上电脑等；外围电路简单，只需要2-3个很小的电容即可构成整个电源方案；超低的输出电
压噪声，非常适用于对噪声敏感的音频电路的供电电路；同时没有开关导通关断时因大电
流变化所引发的电磁干扰(EMI)，所以便于设计。正因为如此，线性稳压器被广泛应用于手
机等便携式电子设备中。例如，一部手机就可能含多达10个LDO(low dropout regulator，
低压差线性稳压器)作为内部各个数字和模拟模块的电源，因而对LDO的需求量很大。
在国外，LDO低压差线性稳压器的技术已经相当成熟。例如一些知名的国外半导体
厂商如TI、英飞凌半导体、美信、国际整流器(IR)和Intersil等都有一系列比较完整的LDO
产品。以三极管NPN、PNP作为功率调整管的LDO低压差线性稳压器的市场也逐步萎缩；取而
代之的是以PMOS场效应管作为功率调整管的LDO低压差线性稳压器逐渐占领了市场。而对
于这二类线性电源芯片来讲，它们的主要差别是电压降Vdropout的不同，电压降在这里做
如下解释，LDO线性稳压器芯片输出电压随着输入电压的增大而逐渐增大，当输入电压增大
到输出电压基本维持在一个恒定不变的值，这个恒定不变的输出电压值Vout与得到该值所
对应的最小的输入电压值Vin之差便为电压降Vdropout。通常情况下，我们设计一个性能好
的LDO芯片，其中衡量其性能的一个很重要的指标要求就是使得系统正常工作时其内部电
路上的功率损耗尽可能少，芯片的效率随之更高。以NPN、PNP作为功率调整管的线性稳压电
源所需的压降比较大，工作效率比较低。而以PMOS场效应管作为调整功率管的LDO线性稳压
器具有低的电压降Vdropout以及较低的功耗，因而对P型场效应品体管作为功率调整管的
应用占据着很大的市场，而其他一些例如BCD工艺实现的线性稳压器芯片也处于发展中。随
着LDO线性稳压器芯片的快速发展，对它的性能要求也越来越高，目前对于LDO线性稳压器
芯片的市场需求以及它的发展趋势可以归纳为以下几点：(1)降低成本及缩小体积；(2)降
低电源功耗；(3)提供多样化的输出电压；(4)缩短设计周期。
低压差线性稳压器(LDO)因具有体积小、电源抑制比高、功耗低、噪声低以及应用
电路简单等特点，而受到人们的普遍关注。此外，由于LDO还具有较好的瞬态响应性能，使它
在便携式、工业化、汽车行业等领域占有重要地位，比如在PDA、MP3播放器、无线电话、DDR等
电子设备中应用广泛。因此，LDO的设计成为当前电源技术领域的研究热点，具有重要的理
论意义和实际应用价值。尤其像无变压器的集成稳压器相对于开关电源可省去占用系统面
积较大的电感类组件，外围电路简单，此外，集成稳压器还具有体积小、成本低、纹波小及稳
定性高等优点。
由于传统的集成稳压器在实际应用时需要外接体积较大的工频变压器，因电感和
变压器在电源芯片中不易集成，占用芯片面积较大，导致集成稳压器应用受到影响；传统的
线性稳压器大多都采用双极型器件实现，尤其是调整管，双极型器件属于电流控制型器件，
在驱动负载时，需要大的基极控制电流，导致了电路功耗增加；而且，目前的LDO电路还存在
效率低，输入输出的电压差不能太大，如果压降太大，耗在LDO上能量太大，效率不高等缺
点。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种电路结构
简单、功耗低、成本低、纹波小、稳定性高、可靠性高、实用性强、使用效果好、具有更好的推
广应用价值的两级稳压调节电路。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种两级稳压调节电路，其特征
在于：包括前级预稳压电路和次级LDO电路，所述前级预稳压电路包括开关电路和开关控制
电路，所述开关电路的电压输入端为所述两级稳压调节电路的输入端VIN，所述开关电路的
电压输入端接有前级输入电压采样电路，所述开关电路的输出端接有前级输出滤波及储能
电路，所述前级输出滤波及储能电路的输入端接有前级输出电压采样电路，所述前级输入
电压采样电路的输出端和前级输出电压采样电路的输出端均与开关控制电路的输入端连
接，所述开关电路的开关控制信号输入端与开关控制电路的输出端连接；所述次级LDO电路
包括依次连接的电压调整电路、次级输出电压采样电路和误差放大电路，所述电压调整电
路的电压输入端与开关电路的输出端连接，所述电压调整电路的控制信号输入端与误差放
大电路的输出端连接，所述电压调整电路的输出端为所述两级稳压调节电路的输出端
VOUT。
上述的一种两级稳压调节电路，其特征在于：所述开关电路包括NMOS管Q3和电阻
R9，所述NMOS管Q3的漏极与电阻R9的一端连接且为开关电路的电压输入端，所述NMOS管Q3
的栅极与电阻R9的另一端连接且为开关电路的开关控制信号输入端，所述NMOS管Q3的源极
为开关电路的输出端。
上述的一种两级稳压调节电路，其特征在于：所述NMOS管Q3的型号为IRF431。
上述的一种两级稳压调节电路，其特征在于：所述开关控制电路包括比较器U1、比
较器U2、二输入与非门U3、参考电压源V1、参考电压源V2和NMOS管Q2，所述比较器U1的同相
输入端与参考电压源V1的正极输出端连接，所述参考电压源V1的负极输出端接地，所述比
较器U1的反相输入端为开关控制电路的第一输入端且与前级输入电压采样电路的输出端
连接；所述比较器U2的同相输入端与参考电压源V2的正极输出端连接，所述参考电压源V2
的负极输出端接地，所述比较器U2的反相输入端为开关控制电路的第二输入端且与前级输
出电压采样电路的输出端连接；所述二输入与非门U3的两个输入端分别与比较器U1的输出
端和比较器U2的输出端连接，所述二输入与非门U3的输出端与NMOS管Q2的栅极连接，所述
NMOS管Q2的漏极为开关控制电路的输出端，所述NMOS管Q2的源极接地。
上述的一种两级稳压调节电路，其特征在于：所述比较器U1和比较器U2的型号均
为LM393，所述二输入与非门U3的型号为CD4011，所述NMOS管Q2的型号为IRF720A，所述参考
电压源V1和参考电压源V2的型号均为LM4140。
上述的一种两级稳压调节电路，其特征在于：所述前级输入电压采样电路包括串
联的电阻R1和电阻R2，串联后的电阻R1和电阻R2的一端与开关电路的电压输入端连接，串
联后的电阻R1和电阻R2的另一端接地，所述电阻R1和电阻R2的连接端为前级输入电压采样
电路的输出端；所述前级输出电压采样电路包括串联的电阻R6和电阻R7，串联后的电阻R6
和电阻R7的一端与前级输出滤波及储能电路的输入端连接，串联后的电阻R6和电阻R7的另
一端接地，所述电阻R6和电阻R7的连接端为前级输出电压采样电路的输出端；所述前级输
出滤波及储能电路包括电容C1，所述电容C1的一端为前级输出滤波及储能电路的输入端且
与开关电路的输出端连接，所述电容C1的另一端接地。
上述的一种两级稳压调节电路，其特征在于：所述电压调整电路包括PMOS管Q1，所
述PMOS管Q1的漏极为电压调整电路的电压输入端，所述PMOS管Q1的栅极为电压调整电路的
控制信号输入端，所述PMOS管Q1的漏极为电压调整电路的输出端；所述次级输出电压采样
电路包括串联的电阻R4和电阻R5，串联后的电阻R4和电阻R5的一端与电压调整电路的输出
端连接，串联后的电阻R6和电阻R7的另一端接地，所述电阻R4和电阻R5的连接端为次级输
出电压采样电路的输出端；所述误差放大电路包括误差放大器X1和参考电压源V3，所述误
差放大器X1的同相输入端与次级输出电压采样电路的输出端连接，所述误差放大器X1的反
相输入端与参考电压源V3的正极输出端连接，所述参考电压源V3的负极输出端接地，所述
误差放大器X1的输出端为误差放大电路的输出端且与电压调整电路的控制信号输入端连
接。
上述的一种两级稳压调节电路，其特征在于：所述PMOS管Q1的型号为IRF720A，所
述误差放大器X1的型号为LM358，所述参考电压源V3的型号为LM385。
本发明还提供了一种方法步骤简单、设计合理、实现方便的两级稳压调节电路的
稳压方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
步骤A、前级预稳压电路对市电经过整流电路整流输出给其的半正弦波电压进行
预稳压：整流电路输出电压的半正弦波上升段，电压从零开始逐渐增大，当开关电路的电压
输入端电压增大到能够使开关电路导通时，开关电路导通，前级输出滤波及储能电路开始
储能；同时，前级输入电压采样电路对开关电路的电压输入端电压进行实时检测并将检测
到的电压输出给开关控制电路，开关控制电路将前级输入电压采样电路检测到的电压与预
设的NMOS管Q3的第一关断阈值电压进行比较，随着开关电路的电压输入端电压进一步增
大，当前级输入电压采样电路检测到的电压大于预设的NMOS管Q3的第一关断阈值电压时，
开关控制电路控制开关电路关断，前级输出滤波及储能电路放电，输出电压给次级LDO电
路；整流电路输出电压增大到峰值后进入半正弦波下降段，电压从峰值开始逐渐减小，在前
级输入电压采样电路检测到的电压大于预设的NMOS管Q3的第一关断阈值电压时，开关电路
一直处在关断状态，同时，前级输出电压采样电路对前级输出滤波及储能电路的入出端电
压进行实时检测并将检测到的电压输出给开关控制电路，开关控制电路将前级输出电压采
样电路检测到的电压与预设的NMOS管Q3的第二关断阈值电压进行比较；随着开关电路的电
压输入端电压进一步减小，当前级输入电压采样电路检测到的电压小于预设的NMOS管Q3的
第一关断阈值电压，且前级输出电压采样电路检测到的电压大于预设的NMOS管Q3的第二关
断阈值电压时，开关电路仍然关断，前级输出滤波及储能电路继续放电，输出电压给次级
LDO电路；随着开关电路的电压输入端电压进一步减小，当前级输出电压采样电路检测到的
电压小于预设的NMOS管Q3的第二关断阈值电压时，开关控制电路控制开关电路导通，前级
输出滤波及储能电路再次开始储能，同时输出电压给次级LDO电路；当开关电路的电压输入
端电压减小到不足以使开关电路导通时，开关电路关断，前级输出滤波及储能电路放电，输
出电压给次级LDO电路，直到整流电路输出电压的下一个周期的半正弦波上升段；其中，所
述NMOS管Q3的第一关断阈值电压为开关控制电路根据前级输入电压采样电路采样电压控
制NMOS管Q3关断的关断阈值电压；所述NMOS管Q3的第二关断阈值电压为开关控制电路根据
前级输出电压采样电路采样电压控制NMOS管Q3关断的关断阈值电压；
步骤B、次级LDO电路对前级预稳压电路输出给其的电压进行进一步稳压：当前级
预稳压电路输出的电压有减小的趋势，致使次级LDO电路输出的电压有减小的趋势时，次级
输出电压采样电路检测到的电压减小，误差放大电路输出的电压也减小，电压调整电路检
测到误差放大电路输出的电压减小时，调整流过电压调整电路的电流增大，使次级LDO电路
输出的电压增大，保证次级LDO电路输出电压稳定；当前级预稳压电路输出的电压有增大的
趋势，致使次级LDO电路输出的电压有增大的趋势时，次级输出电压采样电路检测到的电压
增大，误差放大电路输出的电压也增大，电压调整电路检测到误差放大电路输出的电压增
大时，调整流过电压调整电路的电流减小，使次级LDO电路输出的电压减小，保证次级LDO电
路输出电压稳定。
本发明还公开了一种方法步骤简单、设计合理、实现方便、能够设计出稳定可靠的
两级稳压调节电路的两级稳压调节电路的设计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
步骤一、选择组成开关电路的合适参数的NMOS管Q3和电阻R9，其具体过程如下：
步骤101、选取NMOS管Q3，具体过程为：
步骤1011、根据公式VQ3,max＝Vin,max计算NMOS管Q3所需承受的最大电压VQ3,max，其
中，Vin,max为所述两级稳压调节电路的最大输入电压；
步骤1012、选取耐压值大于VQ3,max的NMOS管型号作为NMOS管Q3；
步骤102、根据1kΩ＜R9＜100kΩ选取电阻R9的阻值；
步骤二、选择组成开关电路的合适参数的比较器U1、比较器U2、二输入与非门U3、
参考电压源V1、参考电压源V2和NMOS管Q2，其具体过程如下：
步骤201、选取单电源供电且供电电压为5V且传输时延不大于250ns的比较器型号
作为比较器U1和比较器U2；
步骤202、选取任意型号的二输入与非门作为二输入与非门U3；
步骤203、选取NMOS管Q2，具体过程为：
步骤2031、根据公式VQ2,max＝Vin,max计算NMOS管Q2所需承受的最大电压VQ2,max，其
中，Vin,max为所述两级稳压调节电路的最大输入电压；
步骤2032、选取耐压值大于VQ2,max的NMOS管型号作为NMOS管Q2；
步骤204、选取能够输出2V参考电压的参考电压源型号作为参考电压源V1；
步骤205、选取能够输出2V参考电压的参考电压源型号作为参考电压源V2；
步骤三、根据公式选取组成前级输入电压采样电路的电阻R1和
电阻R2的阻值；其中，V1为参考电压源V1的输出电压，VQ3为开关控制电路根据前级输入电压
采样电路采样电压控制NMOS管Q3关断的关断阈值电压；
步骤四、根据公式选取组成前级输出电压采样电路的电阻R6和
电阻R7的阻值；其中，V2为参考电压源V2的输出电压，VC1为开关控制电路根据前级输出电压
采样电路采样电压控制NMOS管Q3关断的关断阈值电压；
步骤五、根据公式选取构成前级输出滤波及储能电路的电容C1的容
值；其中，Iload为负载的额定电流，T为交流电源的周期，ΔV为前级预稳压电路输出电压的
纹波；
步骤六、连接开关电路、开关控制电路、前级输入电压采样电路、前级输出电压采
样电路和前级输出滤波及储能电路，组成前级预稳压电路，其具体过程如下：
步骤601、连接开关电路：将NMOS管Q3的漏极与电阻R9的一端连接，并引出导线，作
为开关电路的电压输入端；将NMOS管Q3的栅极与电阻R9的另一端连接，并引出导线，作为开
关电路的开关控制信号输入端，将NMOS管Q3的源极引出导线，作为开关电路的输出端；
步骤602、连接前级输入电压采样电路：将电阻R1和电阻R2串联，并将串联后的电
阻R1和电阻R2的一端与开关电路的电压输入端连接，将串联后的电阻R1和电阻R2的另一端
接地，将电阻R1和电阻R2的连接端引出导线，作为前级输入电压采样电路的输出端；
步骤603、连接前级输出电压采样电路：将电阻R6和电阻R7串联，并将串联后的电
阻R6和电阻R7的一端与前级输出滤波及储能电路的输入端连接，将串联后的电阻R6和电阻
R7的另一端接地，将电阻R6和电阻R7的连接端引出导线，作为前级输出电压采样电路的输
出端；
步骤604、连接开关控制电路：将比较器U1的同相输入端与参考电压源V2的正极输
出端连接，将参考电压源V2的负极输出端接地，将比较器U1的反相输入端与前级输入电压
采样电路的输出端连接；将比较器U2的同相输入端与参考电压源V3的正极输出端连接，将
参考电压源V3的负极输出端接地，将比较器U2的反相输入端与前级输出电压采样电路的输
出端连接；将二输入与非门U3的两个输入端分别与比较器U1的输出端和比较器U2的输出端
连接，将二输入与非门U3的输出端与NMOS管Q2的栅极连接，将NMOS管Q2的漏极引出导线，作
为开关控制电路的输出端，将NMOS管Q2的源极接地；
步骤605、连接前级输出滤波及储能电路：将电容C1的一端与开关电路的输出端连
接，将电容C1的另一端接地；
步骤七、选择组成电压调整电路的合适参数的PMOS管Q1：选取耐压值大于VD，max的
PMOS管型号作为PMOS管Q1，其中，VD，max为前级预稳压电路的最大输出电压；
步骤八、选择组成误差放大电路的合适参数的误差放大器X1和参考电压源V3，其
具体过程如下：
步骤801、选取开环电压增益不小于70dB，带宽不小于100kHz的误差放大器型号作
为误差放大器X1；
步骤802、选取能够输出1.235V参考电压的参考电压源型号作为参考电压源V3；
步骤九、根据公式选取组成前级输出电压采样电路的电阻R4和
电阻R5的阻值；其中，V3为参考电压源V3的输出电压；
步骤十、连接电压调整电路、次级输出电压采样电路和误差放大电路，组成次级
LDO电路，其具体过程如下：
步骤1001、连接电压调整电路：将PMOS管Q1的漏极引出导线，作为电压调整电路的
电压输入端；将PMOS管Q1的栅极引出导线，作为电压调整电路的控制信号输入端；将PMOS管
Q1的漏极引出导线，作为电压调整电路的输出端；
步骤1002、连接次级输出电压采样电路：将电阻R4和电阻R5串联，并将串联后的电
阻R4和电阻R5的一端与电压调整电路的输出端连接，将串联后的电阻R6和电阻R7的另一端
接地，将电阻R4和电阻R5的连接端引出导线，作为次级输出电压采样电路的输出端；
步骤1003、连接误差放大电路：将误差放大器X1的同相输入端与次级输出电压采
样电路的输出端连接，将误差放大器X1的反相输入端与参考电压源V4的正极输出端连接，
将参考电压源V4的负极输出端接地，将误差放大器X1的输出端与电压调整电路的控制信号
输入端连接；
步骤十一、连接前级预稳压电路和次级LDO电路，组成两级稳压调节电路，其具体
过程为：将电压调整电路的电压输入端与开关电路的输出端连接。
本发明技术与现有技术相比具有以下优点：
1、本发明两级稳压调节电路的电路结构简单、设计合理、实现方便且成本低。
2、本发明两级稳压调节电路使用时，无需采用变压器和电感即可直接接入经过整
流的市电，便于集成。
3、本发明的两级稳压调节电路，采用了NMOS管和PMOS管，用于制成集成稳压器时，
能够实现集成稳压器的低功耗。
4、本发明的两级稳压调节电路，经过预稳压电路输出一个带有纹波的直流电压，
再经过次级LDO电路调节输出电压，能够使得输出电压更可靠、更稳定。
5、本发明两级稳压调节电路的稳压方法的方法步骤简单，设计合理，实现方便。
6、本发明两级稳压调节电路的设计方法的方法步骤简单，设计合理，实现方便，能
够设计出稳定可靠的两级LDO电路。
7、本发明的实用性强，使用效果好，具有更好的推广应用价值。
综上所述，本发明的电路结构简单，功耗低，成本低，纹波小，稳定性高，可靠性高，
实用性强，使用效果好，具有更好的推广应用价值。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明两级稳压调节电路的电路原理框图。
图2为本发明两级稳压调节电路的电路原理图。
图3为本发明两级稳压调节电路的稳压方法的方法流程框图。
图4为本发明两级稳压调节电路的设计方法的方法流程框图。
附图标记说明:
1—前级预稳压电路； 2—开关电路； 3—前级输出滤波及储能电路；
4—前级输入电压采样电路； 5—前级输出电压采样电路；
6—开关控制电路； 7—次级输出电压采样电路；
8—误差放大电路； 9—电压调整电路； 10—次级LDO电路。
具体实施方式
如图1所示，本发明的两级稳压调节电路，包括前级预稳压电路1和次级LDO电路
10，所述前级预稳压电路1包括开关电路2和开关控制电路6，所述开关电路2的电压输入端
为所述两级稳压调节电路的输入端VIN，所述开关电路2的电压输入端接有前级输入电压采
样电路4，所述开关电路2的输出端接有前级输出滤波及储能电路3，所述前级输出滤波及储
能电路3的输入端接有前级输出电压采样电路5，所述前级输入电压采样电路4的输出端和
前级输出电压采样电路5的输出端均与开关控制电路6的输入端连接，所述开关电路2的开
关控制信号输入端与开关控制电路6的输出端连接；所述次级LDO电路10包括依次连接的电
压调整电路9、次级输出电压采样电路7和误差放大电路8，所述电压调整电路9的电压输入
端与开关电路2的输出端连接，所述电压调整电路9的控制信号输入端与误差放大电路8的
输出端连接，所述电压调整电路9的输出端为所述两级稳压调节电路的输出端VOUT。
具体实施时，输入电压(由市电经过整流电路整流得到)经过前级预稳压电路1得
到了较稳定电压，再经过次级LDO电路10实现了输出电压的高稳定。
如图2所示，本实施例中，所述开关电路2包括NMOS管Q3和电阻R9，所述NMOS管Q3的
漏极与电阻R9的一端连接且为开关电路2的电压输入端，所述NMOS管Q3的栅极与电阻R9的
另一端连接且为开关电路2的开关控制信号输入端，所述NMOS管Q3的源极为开关电路2的输
出端。
本实施例中，所述NMOS管Q3的型号为IRF431。
如图2所示，本实施例中，所述开关控制电路6包括比较器U1、比较器U2、二输入与
非门U3、参考电压源V1、参考电压源V2和NMOS管Q2，所述比较器U1的同相输入端与参考电压
源V1的正极输出端连接，所述参考电压源V1的负极输出端接地，所述比较器U1的反相输入
端为开关控制电路6的第一输入端且与前级输入电压采样电路4的输出端连接；所述比较器
U2的同相输入端与参考电压源V2的正极输出端连接，所述参考电压源V2的负极输出端接
地，所述比较器U2的反相输入端为开关控制电路6的第二输入端且与前级输出电压采样电
路5的输出端连接；所述二输入与非门U3的两个输入端分别与比较器U1的输出端和比较器
U2的输出端连接，所述二输入与非门U3的输出端与NMOS管Q2的栅极连接，所述NMOS管Q2的
漏极为开关控制电路6的输出端，所述NMOS管Q2的源极接地。
本实施例中，所述比较器U1和比较器U2的型号均为LM393，所述二输入与非门U3的
型号为CD4011，所述NMOS管Q2的型号为IRF720A，所述参考电压源V1和参考电压源V2的型号
均为LM4140。
如图2所示，本实施例中，所述前级输入电压采样电路4包括串联的电阻R1和电阻
R2，串联后的电阻R1和电阻R2的一端与开关电路2的电压输入端连接，串联后的电阻R1和电
阻R2的另一端接地，所述电阻R1和电阻R2的连接端为前级输入电压采样电路4的输出端。所
述前级输出电压采样电路5包括串联的电阻R6和电阻R7，串联后的电阻R6和电阻R7的一端
与前级输出滤波及储能电路3的输入端连接，串联后的电阻R6和电阻R7的另一端接地，所述
电阻R6和电阻R7的连接端为前级输出电压采样电路5的输出端。所述前级输出滤波及储能
电路3包括电容C1，所述电容C1的一端为前级输出滤波及储能电路3的输入端且与开关电路
2的输出端连接，所述电容C1的另一端接地。
如图2所示，本实施例中，所述电压调整电路9包括PMOS管Q1，所述PMOS管Q1的漏极
为电压调整电路9的电压输入端，所述PMOS管Q1的栅极为电压调整电路9的控制信号输入
端，所述PMOS管Q1的漏极为电压调整电路9的输出端。所述次级输出电压采样电路7包括串
联的电阻R4和电阻R5，串联后的电阻R4和电阻R5的一端与电压调整电路9的输出端连接，串
联后的电阻R6和电阻R7的另一端接地，所述电阻R4和电阻R5的连接端为次级输出电压采样
电路7的输出端。所述误差放大电路8包括误差放大器X1和参考电压源V3，所述误差放大器
X1的同相输入端与次级输出电压采样电路7的输出端连接，所述误差放大器X1的反相输入
端与参考电压源V3的正极输出端连接，所述参考电压源V3的负极输出端接地，所述误差放
大器X1的输出端为误差放大电路8的输出端且与电压调整电路9的控制信号输入端连接。
本实施例中，所述PMOS管Q1的型号为IRF720A，所述误差放大器X1的型号为LM358，
所述参考电压源V3的型号为LM385。
如图3所示，本发明的两级稳压调节电路的稳压方法，包括以下步骤：
步骤A、前级预稳压电路1对市电经过整流电路整流输出给其的半正弦波电压进行
预稳压：整流电路输出电压的半正弦波上升段，电压从零开始逐渐增大，当开关电路2的电
压输入端电压增大到能够使开关电路2导通时，开关电路2导通，前级输出滤波及储能电路3
开始储能；同时，前级输入电压采样电路4对开关电路2的电压输入端电压进行实时检测并
将检测到的电压输出给开关控制电路6，开关控制电路6将前级输入电压采样电路4检测到
的电压与预设的NMOS管Q3的第一关断阈值电压进行比较，随着开关电路2的电压输入端电
压进一步增大，当前级输入电压采样电路4检测到的电压大于预设的NMOS管Q3的第一关断
阈值电压时，开关控制电路6控制开关电路2关断，前级输出滤波及储能电路3放电，输出电
压给次级LDO电路10；整流电路输出电压增大到峰值后进入半正弦波下降段，电压从峰值开
始逐渐减小，在前级输入电压采样电路4检测到的电压大于预设的NMOS管Q3的第一关断阈
值电压时，开关电路2一直处在关断状态，同时，前级输出电压采样电路5对前级输出滤波及
储能电路3的入出端电压进行实时检测并将检测到的电压输出给开关控制电路6，开关控制
电路6将前级输出电压采样电路5检测到的电压与预设的NMOS管Q3的第二关断阈值电压进
行比较；随着开关电路2的电压输入端电压进一步减小，当前级输入电压采样电路4检测到
的电压小于预设的NMOS管Q3的第一关断阈值电压，且前级输出电压采样电路5检测到的电
压大于预设的NMOS管Q3的第二关断阈值电压时，开关电路2仍然关断，前级输出滤波及储能
电路3继续放电，输出电压给次级LDO电路10；随着开关电路2的电压输入端电压进一步减
小，当前级输出电压采样电路5检测到的电压小于预设的NMOS管Q3的第二关断阈值电压时，
开关控制电路6控制开关电路2导通，前级输出滤波及储能电路3再次开始储能，同时输出电
压给次级LDO电路10；当开关电路2的电压输入端电压减小到不足以使开关电路2导通时，开
关电路2关断，前级输出滤波及储能电路3放电，输出电压给次级LDO电路10，直到整流电路
输出电压的下一个周期的半正弦波上升段；其中，所述NMOS管Q3的第一关断阈值电压为开
关控制电路6根据前级输入电压采样电路4采样电压控制NMOS管Q3关断的关断阈值电压；所
述NMOS管Q3的第二关断阈值电压为开关控制电路6根据前级输出电压采样电路5采样电压
控制NMOS管Q3关断的关断阈值电压；
结合具体电路，步骤A的具体过程为：整流电路输出电压的半正弦波上升段，电压
从零开始逐渐增大，当开关电路2的电压输入端电压增大到使NMOS管Q3的栅源电压大于
NMOS管Q3的导通阈值电压时，NMOS管Q3导通，电容C1开始储能；同时，前级输入电压采样电
路4对开关电路2的电压输入端电压进行实时检测并将检测到的电压输出给开关控制电路
6，开关控制电路6中的比较器U1将前级输入电压采样电路4检测到的电压与参考电压源V1
提供给其的参考电压进行比较，随着开关电路2的电压输入端电压进一步增大，当前级输入
电压采样电路4检测到的电压大于参考电压源V1提供的参考电压时，比较器U1输出低电平，
二输入与非门U3输出高电平，NMOS管Q2导通，NMOS管Q3关断，电容C1放电，输出电压给次级
LDO电路10；整流电路输出电压增大到峰值后进入半正弦波下降段，电压从峰值开始逐渐减
小，在前级输入电压采样电路4检测到的电压大于参考电压源V1提供的参考电压时，NMOS管
Q3一直处在关断状态，同时，前级输出电压采样电路5对前级输出滤波及储能电路3的入出
端电压进行实时检测并将检测到的电压输出给开关控制电路6，开关控制电路6中的比较器
U2将前级输出电压采样电路5检测到的电压与参考电压源V2提供给其的参考电压进行比
较；随着开关电路2的电压输入端电压进一步减小，当前级输入电压采样电路4检测到的电
压小于参考电压源V1提供的参考电压，且前级输出电压采样电路5检测到的电压大于参考
电压源V2提供的参考电压时，比较器U1输出高电平，比较器U2输出低电平，二输入与非门U3
输出高电平，NMOS管Q2导通，NMOS管Q3仍然关断，电容C1继续放电，输出电压给次级LDO电路
10；随着开关电路2的电压输入端电压进一步减小，当前级输出电压采样电路5检测到的电
压小于参考电压源V2提供的参考电压时，比较器U2输出高电平，二输入与非门U3输出低电
平，NMOS管Q2关断，NMOS管Q3导通，电容C1再次开始储能，同时输出电压给次级LDO电路10；
当开关电路2的电压输入端电压减小到使NMOS管Q3的栅源电压小于NMOS管Q3的导通阈值电
压时，NMOS管Q3关断，电容C1放电，输出电压给次级LDO电路10，直到整流电路输出电压的下
一个周期的半正弦波上升段；
前级预稳压电路1通过以上不断地采样、控制，使开关管Q3导通或关断，电容C1周
期性充放电，最终使前级预稳压电路1输出的电压稳定在通过参考电压源V1和参考电压源
V2设定的范围内。
步骤B、次级LDO电路10对前级预稳压电路1输出给其的电压进行进一步稳压：当前
级预稳压电路1输出的电压有减小的趋势，致使次级LDO电路10输出的电压有减小的趋势
时，次级输出电压采样电路7检测到的电压减小，误差放大电路8输出的电压也减小，电压调
整电路9检测到误差放大电路8输出的电压减小时，调整流过电压调整电路9的电流增大，使
次级LDO电路10输出的电压增大，保证次级LDO电路10输出电压稳定；当前级预稳压电路1输
出的电压有增大的趋势，致使次级LDO电路10输出的电压有增大的趋势时，次级输出电压采
样电路7检测到的电压增大，误差放大电路8输出的电压也增大，电压调整电路9检测到误差
放大电路8输出的电压增大时，调整流过电压调整电路9的电流减小，使次级LDO电路10输出
的电压减小，保证次级LDO电路10输出电压稳定。
结合具体电路，步骤B的具体过程为：当前级预稳压电路1输出的电压有减小的趋
势，致使次级LDO电路10输出的电压有减小的趋势时，次级输出电压采样电路7检测到的电
压减小，误差放大器X1输出的电压也减小(即电压调整电路9检测到了误差放大器X1输出的
电压减小)，PMOS管Q1的栅源电压增大，流过PMOS管Q1电流增大，使次级LDO电路10输出的电
压增大，保证次级LDO电路10输出电压稳定；当前级预稳压电路1输出的电压有增大的趋势，
致使次级LDO电路10输出的电压有增大的趋势时，次级输出电压采样电路7检测到的电压增
大，误差放大器X1输出的电压也增大(即电压调整电路9检测到了误差放大器X1输出的电压
增大)，PMOS管Q1的栅源电压减小，流过PMOS管Q1电流减小，使次级LDO电路10输出的电压减
小，保证次级LDO电路10输出电压稳定。
如图4所示，本发明的两级稳压调节电路的设计方法，包括以下步骤：
步骤一、选择组成开关电路2的合适参数的NMOS管Q3和电阻R9，其具体过程如下：
步骤101、选取NMOS管Q3，具体过程为：
步骤1011、根据公式VQ3,max＝Vin,max计算NMOS管Q3所需承受的最大电压VQ3,max，其
中，Vin,max为所述两级稳压调节电路的最大输入电压；
本实施例中，Vin,max＝375V，VQ3,max＝375V；
步骤1012、选取耐压值大于VQ3,max的NMOS管型号作为NMOS管Q3；
本实施例中，所述NMOS管Q3的型号为IRF431；
步骤102、根据1kΩ＜R9＜100kΩ选取电阻R9的阻值；
本实施例中，电阻R9的阻值选取为10kΩ；电阻R9为NMOS管Q3栅极提供驱动电压；
步骤二、选择组成开关电路2的合适参数的比较器U1、比较器U2、二输入与非门U3、
参考电压源V1、参考电压源V2和NMOS管Q2，其具体过程如下：
步骤201、选取单电源供电且供电电压为5V且传输时延不大于250ns的比较器型号
作为比较器U1和比较器U2；
本实施例中，所述比较器U1和比较器U2的型号均为LM393；
步骤202、选取任意型号的二输入与非门作为二输入与非门U3；
本实施例中，所述二输入与非门U3的型号为CD4011；
步骤203、选取NMOS管Q2，具体过程为：
步骤2031、根据公式VQ2,max＝Vin,max计算NMOS管Q2所需承受的最大电压VQ2,max，其
中，Vin,max为所述两级稳压调节电路的最大输入电压；
本实施例中，Vin,max＝375V，VQ2,max＝375V；
步骤2032、选取耐压值大于VQ2,max的NMOS管型号作为NMOS管Q2；
本实施例中，所述NMOS管Q2的型号为IRF720A；
步骤204、选取能够输出2V参考电压的参考电压源型号作为参考电压源V1；
本实施例中，所述参考电压源V1的型号为LM4140；
步骤205、选取能够输出2V参考电压的参考电压源型号作为参考电压源V2；
本实施例中，所述参考电压源V2的型号为LM4140；
步骤三、根据公式选取组成前级输入电压采样电路4的电阻R1
和电阻R2的阻值；其中，V1为参考电压源V1的输出电压，VQ3为开关控制电路6根据前级输入
电压采样电路4采样电压控制NMOS管Q3关断的关断阈值电压；
本实施例中，V1＝2V，VQ3＝35V，选取电阻R1的阻值为15kΩ，电阻R2的阻值为1kΩ；
具体实施时，NMOS管Q3选定后，其导通阈值电压VQ3就确定了；电阻R1和电阻R2的阻
值尽量取大，来降低电阻R1和电阻R2的功耗；
步骤四、根据公式选取组成前级输出电压采样电路5的电阻R6
和电阻R7的阻值；其中，V2为参考电压源V2的输出电压，VC1为开关控制电路6根据前级输出
电压采样电路5采样电压控制NMOS管Q3关断的关断阈值电压也为电容C1两端的电压；
本实施例中，V2＝2V，VC1＝14V，选取电阻R6的阻值为12kΩ，电阻R7的阻值为2kΩ；
具体实施时，控制NMOS管Q3关断的阈值电压为根据实际需要的设定值；电阻R6和
电阻R7的阻值尽量取大，来降低电阻R6和电阻R7的功耗；
步骤五、根据公式选取构成前级输出滤波及储能电路3的电容C1的容
值；其中，Iload为负载的额定电流，T为交流电源的周期，ΔV为前级预稳压电路1输出电压的
纹波；
本实施例中，Iload＝50mA，T＝20ms，ΔV＝1.5V，电容C1的容值为330μf；
具体实施时，负载的额定电流Iload和前级预稳压电路1输出电压的纹波ΔV为根据
实际需要的设定值；ΔV的取值一般在1V～2V之间；
步骤六、连接开关电路2、开关控制电路6、前级输入电压采样电路4、前级输出电压
采样电路5和前级输出滤波及储能电路3，组成前级预稳压电路1，其具体过程如下：
步骤601、连接开关电路2：将NMOS管Q3的漏极与电阻R9的一端连接，并引出导线，
作为开关电路2的电压输入端；将NMOS管Q3的栅极与电阻R9的另一端连接，并引出导线，作
为开关电路2的开关控制信号输入端，将NMOS管Q3的源极引出导线，作为开关电路2的输出
端；
步骤602、连接前级输入电压采样电路4：将电阻R1和电阻R2串联，并将串联后的电
阻R1和电阻R2的一端与开关电路2的电压输入端连接，将串联后的电阻R1和电阻R2的另一
端接地，将电阻R1和电阻R2的连接端引出导线，作为前级输入电压采样电路4的输出端；
步骤603、连接前级输出电压采样电路5：将电阻R6和电阻R7串联，并将串联后的电
阻R6和电阻R7的一端与前级输出滤波及储能电路3的输入端连接，将串联后的电阻R6和电
阻R7的另一端接地，将电阻R6和电阻R7的连接端引出导线，作为前级输出电压采样电路5的
输出端；
步骤604、连接开关控制电路6：将比较器U1的同相输入端与参考电压源V2的正极
输出端连接，将参考电压源V2的负极输出端接地，将比较器U1的反相输入端与前级输入电
压采样电路4的输出端连接；将比较器U2的同相输入端与参考电压源V3的正极输出端连接，
将参考电压源V3的负极输出端接地，将比较器U2的反相输入端与前级输出电压采样电路5
的输出端连接；将二输入与非门U3的两个输入端分别与比较器U1的输出端和比较器U2的输
出端连接，将二输入与非门U3的输出端与NMOS管Q2的栅极连接，将NMOS管Q2的漏极引出导
线，作为开关控制电路6的输出端，将NMOS管Q2的源极接地；
步骤605、连接前级输出滤波及储能电路3：将电容C1的一端与开关电路2的输出端
连接，将电容C1的另一端接地；
步骤七、选择组成电压调整电路9的合适参数的PMOS管Q1：选取耐压值大于VD，max的
PMOS管型号作为PMOS管Q1，其中，VD，max为前级预稳压电路1的最大输出电压；
本实施例中，VD，max＝14V；所述PMOS管Q1的型号为2N7002；
具体实施时，前级预稳压电路1的输出电压VD和所述两级稳压调节电路的输出电
压VOUT为根据实际需要的设定值；
步骤八、选择组成误差放大电路8的合适参数的误差放大器X1和参考电压源V3，其
具体过程如下：
步骤801、选取开环电压增益不小于70dB，带宽不小于100kHz的误差放大器型号作
为误差放大器X1；
本实施例中，所述误差放大器X1的型号为LM358；
步骤802、选取能够输出1.235V参考电压的参考电压源型号作为参考电压源V3；
本实施例中，所述参考电压源V3的型号为LM385；
步骤九、根据公式选取组成前级输出电压采样电路5的电阻R4
和电阻R5的阻值；其中，V3为参考电压源V3的输出电压；
本实施例中，V3＝1.235V，VOUT＝12V，选取电阻R4的阻值为9.1kΩ，电阻R5的阻值
为1kΩ；
具体实施时，电阻R4和电阻R5的阻值尽量取大，来降低电阻R4和电阻R5的功耗；
步骤十、连接电压调整电路9、次级输出电压采样电路7和误差放大电路8，组成次
级LDO电路10，其具体过程如下：
步骤1001、连接电压调整电路9：将PMOS管Q1的漏极引出导线，作为电压调整电路9
的电压输入端；将PMOS管Q1的栅极引出导线，作为电压调整电路9的控制信号输入端；将
PMOS管Q1的漏极引出导线，作为电压调整电路9的输出端；
步骤1002、连接次级输出电压采样电路7：将电阻R4和电阻R5串联，并将串联后的
电阻R4和电阻R5的一端与电压调整电路9的输出端连接，将串联后的电阻R6和电阻R7的另
一端接地，将电阻R4和电阻R5的连接端引出导线，作为次级输出电压采样电路7的输出端；
步骤1003、连接误差放大电路8：将误差放大器X1的同相输入端与次级输出电压采
样电路7的输出端连接，将误差放大器X1的反相输入端与参考电压源V4的正极输出端连接，
将参考电压源V4的负极输出端接地，将误差放大器X1的输出端与电压调整电路9的控制信
号输入端连接；
步骤十一、连接前级预稳压电路1和次级LDO电路10，组成两级稳压调节电路，其具
体过程为：将电压调整电路9的电压输入端与开关电路2的输出端连接。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明
技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技
术方案的保护范围内。