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滤波器、滤波方法及通信设备
    【技术领域】

    这里讨论的实施例涉及用于高频信号的通过带宽的分布常数型滤波器(distributed constant type filter)、使用该滤波器的通信设备以及滤波方法。

    背景技术

    近来，随着诸如蜂窝电话之类的移动通信的市场扩展，其服务在追求高性能方面得到了发展。据此，用于移动通信的频带逐渐转移到等于或高于千兆赫兹(GHz)的高频带并且成为多信道的。此外，常常讨论在将来引入软件定义的无线电(SDR)技术的可能性。

    图23是图示出传统的频率可变滤波器100j的电路图。

    在图23中，频率可变滤波器100j包括多个信道滤波器101a、101b、101c…以及开关102a和102b。通过改变开关102a和102b，信道滤波器101a、101b、101c…之一被选来切换频带。从输入端子103输入的高频信号经过了根据所选信道滤波器101的滤波，并且被从输出端子104提供出来。然而，传统的频率可变滤波器100j需要信道数目那么多的信道滤波器，这使得结构复杂并且在大小和成本方面是不利的。此外，与软件定义的无线电技术不同，这种结构将很快达到极限。

    取代如上所述的传统频率可变滤波器，近来，使用MEMS(微机电系统)技术的小型频率可变滤波器引起了关注。使用MEMS技术的MEMS器件(微机器器件)可以获得高Q(品质因子)，并且可应用于高频带的可变滤波器。

    (D1)JP-A-2008-278147、(D2)D.Peroulis等人的″Tunable LumpedComponents with Applications to Reconfigurable MEMS Filters″，2001 IEEEMTT-S Digest，p341-344、(D3)E.Fourn等人的″MEMS SwitchableInterdigital Coplanar Filter″，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，vol.51，NO.1 p320-324，January 2003以及(D4)A.A.Tamijani等人的″Miniatureand Tunable Filters Using MEMS Capacitors″，IEEE Trans.Microwave TheoryTech.，vol.51，NO.7，p1878-1885，July 2003公开了这种MEMS器件。由于MEMS器件是小型的并且表现出低损耗能力，因此其通常用于CPW(共面波导)分布常数谐振器。

    (D4)A.A.Tamijani等人的″Miniature and Tunable Filters UsingMEMS Capacitors″，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，vol.51，NO.7，p1878-1885，July 2003公开了如下这样形成的滤波器：由MEMS器件构成的多个可变电容器跨越三段的分布式传输线路。在此滤波器中，控制电压Vb被施加到MEMS器件的驱动电极以使可变电容器位移，从而改变分布式传输线路之间的间隙，并且改变电容。根据电容的改变，滤波器的通带变化。控制电压Vb与通带之间的关系在图24中示出。图24图示出了通过在0-80V的范围内改变控制电压Vb而使滤波器的通带在大约21.5-18.5GHz的范围内变化。

    然而，如上所述的传统滤波器虽然可以通过利用MEMS器件改变通带的中心频率，但是不能改变通带宽度。例如，在图24所示的示例中，通过改变控制电压Vb使得通带的中心频率变化大约3GHz，但是通带宽度未变化。

    【发明内容】

    根据发明的实施例，一种滤波器包括：从高频信号被输入的输入点延伸的第一谐振线路(resonance line)和第二谐振线路，其中，第一谐振线路的电传播长度(electrical propagation length)L₁被设为L₁＝[λ₁/4]×n，并且第二谐振线路的电传播长度L₂被设为L₂＝[λ₂/4]×n，其中，λ₁和λ₂是预定的高频信号的波长，并且n是正奇数。

    因此，实施例的一个目的为提供可以改变通带宽度的滤波器。

    【附图说明】

    图1是图示出根据第一实施例的滤波器的结构的示图。

    图2A和2B是各自用于描述谐振线路的等效电路的示图。

    图3是图示出滤波器的通带特性的示例的示图。

    图4是图示出滤波器的通带特性的另一示例的示图。

    图5A至5C是各自图示出谐振线路对的变化示例的示图。

    图6是图示出根据第二实施例的滤波器的结构的示图。

    图7是用于描述根据第三实施例的另一滤波器的结构的示图。

    图8A至8C是各自图示出耦合电路的示例的示图。

    图9A至9C是各自图示出耦合电路的示例的示图。

    图10A至10C是各自图示出耦合电路的示例的示图。

    图11A至11C是各自图示出耦合电路的示例的示图。

    图12A和12B是各自图示出耦合电路的示例的示图。

    图13是图示出根据第四实施例的滤波器的结构的示图。

    图14A至14C是各自图示出谐振线路对的变化示例的示图。

    图15是用于描述根据第五实施例的滤波器的结构的示图。

    图16是图示出可变电容器的结构的示例的示图。

    图17是图16所示的可变电容器的剖视图。

    图18A至18C是用于描述滤波器的制造工艺的示例的示图。

    图19A和19B是用于描述滤波器的制造工艺的示例的示图。

    图20A和20B是用于描述滤波器的制造工艺的示例的示图。

    图21是图示出通信模块的结构的示例的示图。

    图22是图示出通信设备的结构的示例的示图。

    图23是图示出传统的频率可变滤波器的电路图。

    图24是图示出传统频率可变滤波器中的控制电压与通带之间的关系的示图。

    【具体实施方式】

    考虑到上面的情形，实施例的一个方面旨在提供能够调节通带宽度以及通带的中心频率的滤波器、滤波方法和通信设备。

    根据实施例的一个方面，通带宽度以及通带的中心频率可以被调节。

    [第一实施例]

    在图1中，滤波器1包括输入端子11、第一谐振线路12a、第二谐振线路12b以及输出端子15。

    高频信号S1被输入到输入端子11，由第一谐振线路12a和第二谐振线路12b滤波，并且作为高频信号S2从输出端子15被提供出来。

    第一谐振线路12a和第二谐振线路12中的每一个作为带通滤波器工作，这种带通滤波器向根据其传播长度L确定的指定波长λ赋予衰减特性和通过特性。

    即，输入到输入端子11的高频信号S1相对于第一谐振线路12a和第二谐振线路12b、在经过信号线路或不经过信号线路的情况下被施加在输入点13。第一谐振线路12a和第二谐振线路12b从输入点13起在相反方向上笔直地延伸成为直线。分别在第一谐振线路12a和第二谐振线路12b上的、输入点13的两个相反侧的末端部分是由电气上开路的开路端KT形成的。第一谐振线路12a和第二谐振线路12b形成谐振线路对ZT。

    第一谐振线路12a的电传播长度L₁和第二谐振线路12b的电传播长度L₂表示为下面的式(1)：

    L₁＝[λ₁/4]×n，

    L₂＝[λ₂/4]×n    ...(1)

    其中，λ₁和λ₂是指定的高频信号的波长，并且n是正奇数。

    在此实施例中，n＝1。因此，电传播长度L₁和L₂分别是波长λ₁和λ₂的1/4。即，第一谐振线路12a和第二谐振线路12b分别针对波长为λ₁和λ₂的高频信号谐振。

    在此实施例中，波长λ₁和λ₂是给出衰减特性的波长。两个波长λ₁和λ₂具有如下面的式(2)的关系。

    λ₁＞λ₂   ...(2)

    即，波长λ₁长于波长λ₂。即，波长λ₁所对应的频率f₁低于波长λ₂所对应的频率f₂。因此，可以将波长λ₁和λ₂以及频率f₁和f₂分别表示为λ_L、λ_H、f_L和f_H。

    第一谐振线路12a和第二谐振线路12b针对波长为λ_L(λ₁)和λ_H(λ₂)的高频信号、作为1/4波长的谐振线路谐振。这意味着第一谐振线路12a和第二谐振线路12b分别针对波长为λ_L和λ_H的高频信号、作为一端接地的串联谐振器(串联谐振电路)工作。

    即，如图2A所示，具有λ/4的电传播长度L和一个开路端的谐振线路KS1等效于一端接地的LC串联谐振器KT。因此，响应于输入到作为谐振线路KS1一端的输入点13的波长为λ的高频信号S1而在谐振线路KS1中发生串联谐振，这引导高频信号S1流向地电位GND。

    理想的LC串联谐振器KT无损耗地使谐振波长为λ的高频信号通过。因此，波长为λ的高频信号S1通过LC串联谐振器KT在几乎为零阻抗的情况下接地；换言之，谐振线路KS1作为衰减器而作用于波长为λ的高频信号S1。

    在图1所示的滤波器1中，第一谐振线路12a和第二谐振线路12b作为频带衰减器作用于波长分别为λ_L和λ_H的高频信号。据此，衰减峰对于输入的高频信号S1出现在两个波长λ_L和λ_H处。

    第一谐振线路12a和第二谐振线路12b对称地连接到输入点13。当各自具有λ/4的电传播长度L和一个开路端的两条谐振线路连接到输入点13时，总的电传播长度L变为λ/2。在此情况中，如图2B所示，具有λ/2的电传播长度L和一个开路端的谐振线路KS2等效于一端接地的LC并联谐振器KH。

    因此，波长为λ的高频信号S1被LC并联谐振器KH保持在高阻抗，并且其将被从输入端子11按原样提供给输出端子15。换言之，谐振线路KS2作为带通单元作用于波长为λ的高频信号S1。

    在图1所示的滤波器1中，由于第一谐振线路12a的电传播长度L₁为λ_L/4并且第二谐振线路12b的电传播长度L₂为λ_H/4，因此总的电传播长度变为

    L₀＝[(λ_L+λ_H)/2]/2   ...(3)

    简言之，滤波器1作为带通单元作用于波长λ₀＝[(λ_L+λ_H)/2]的高频信号S1。

    总之，滤波器1形成了这样的带通滤波器：以波长λ_L和波长λ_H之间的中间波长λ₀＝[(λ_L+λ_H)/2]为中心通过波长，中心通过波长λ₀两侧处的波长λ_L和波长λ_H被衰减。

    当将波长λ_L和λ_H中的每一个与中心通过波长λ₀之间的差值的绝对值定义为Δλ时，第一谐振线路12a和第二谐振线路12b的电传播长度L₁和L₂可以表示为下面的式(4)：

    L₁＝[(λ₀+Δλ)/4]×n

    L₂＝[(λ₀-Δλ)/4]×n    ...(4)

    在图3中，滤波器1的通过损耗(pass loss)特性(频率特性)在中心通过波长λ₀处表现为无损耗，而在波长λ_L和波长λ_H处表现出大损耗。通过在两个波长λ_L和λ_H处积极地向滤波器1赋予衰减特性，滤波器1变成了具有陡峭波形特性的带通滤波器。这里，不限于通过量的峰值总出现在中心通过波长λ₀处。

    此外，通过使得能够可变地调节两个波长λ_L和λ_H，即两个电传播长度L₁和L₂，可以改变衰减波长并且可以改变滤波器1的通带宽度λT1。可以根据两个波长λ_L和λ_H的值来调节通带宽度λT1的陡峭度。

    当谐振线路在具有相对介电常数εr的绝缘材料内时，对于谐振线路的物理实际长度La，谐振线路的电传播长度L由电传播长度L＝La×εe^1/2来定义。即，对于波长为λ的高频信号，一个波长的谐振线路的物理长度La变为La＝λ/εe^1/2，缩短为1/εe^1/2。

    这里，εe是指分布式传输线路的有效介电常数。有效介电常数εe与相对介电常数εr成比例，并且与分布式传输线路的结构有关。例如，在微带线配置(microstrip-line configuration)的情况中，有效介电常数εe取决于相对介电常数εr和绝缘材料的厚度h以及线路的宽度W和厚度t。

    例如，在空气中，相对介电常数εr和有效介电常数εe(＝1.007)的每一个几乎为1，并且电传播长度L几乎等于谐振线路的物理长度La。当将低温共烧陶瓷基板(LTCC：Low temperature Co-fired Ceramics)用作基板时，当相对介电常数εr定义为7时，有效介电常数εe变为大约4.9(当h＝0.2mm，t＝6μm，W＝260μm，并且阻抗＝50时)，并且电传播长度L变为物理长度La的大约2.21倍长。在此情况中，谐振线路的物理长度La可以为高频信号的波长λ的(1/2.21)。

    举一个具体的示例，对于2GHz的高频信号，按以下方式来要求λ/4的谐振线路的物理长度La。由于2GHz高频信号的波长λ为150mm，因此λ/4是37.5mm。在相对介电常数εr为7的基板中，由于谐振线路的物理长度La可能为上述值的(1/2.21)，因此La＝16.9mm。

    例如，当将中心通过频率f₀定义为2GHz并且将衰减频率f_L和f_H定义为1.8GHz和2.2GHz时，衰减频率f_L和f_H的波长λ_L和λ_H分别变为165mm和135mm，并且λ_L/4和λ_H/4分别变为33.8mm和41.3mm。在如上所述的相对介电常数εr为7的基板中，谐振线路的物理长度La分别变为15.4mm和18.8mm。图4中图示出了对于该滤波器所希望的通过损耗特性。在图4中，中心通过频率f₀取2GHz并且衰减频率f_L和f_H分别取1.8GHz和2.2GHz。能够在预定损耗率内通过的通带宽度被图示为λT2。

    这里，中心通过频率f₀以及衰减频率f_L和f_H可从各种值中选出。当衰减频率f_L和f_H彼此接近时，通带宽度λT变窄；然而，预计中心通过频率f₀处的损耗会变大。可以在考虑到各种条件的情况下来确定这些值。

    此外，当需要具有更陡峭波形特性的带通滤波器时，通过适当的耦合单元将多个谐振线路对顺序地连接成为多个段(step)的连接，如后面将提到的。可以使用π型耦合和T型耦合作为耦合单元。

    在图1中，电传播长度L₁和L₂分别基于从输入点13的近旁到第一谐振线路12a和第二谐振线路12b的各自开路端KT的长度，但是由物理长度La覆盖的范围取决于第一谐振线路12a、第二谐振线路12b、输入端子11和输出端子15的形状以及它们附近的结构以及材料而变化。

    为了准确地设定第一谐振线路12a和第二谐振线路12b的电传播长度L₁和L₂，即中心通过频率f₀和衰减频率f_L和f_H，在第一谐振线路12a和第二谐振线路12b中的一者或两者中设置一个或多个可变容量元件，以调节电传播长度L₁和L₂，如后面将描述的。

    例如，利用MEMS技术，一个或多个可移动电容器电极以及用于使这一个或多个可移动电容器电极移位的驱动电极被设置在第一谐振线路12a和第二谐振线路12b中的每一个中，以便向驱动电极施加控制电压Vb以使可变电容器电极移位。

    作为可变容量元件，可以使用诸如可变电容器和可变电抗器(varactor)之类的集中常数电路元件。

    可以通过在具有多层内部配线的低温共烧陶瓷基板上或具有这种低温共烧陶瓷基板的晶片上或其它适当基板上形成低电阻金属薄膜来实现上述的第一谐振线路12a、第二谐振线路12b、输入端子11和输出端子15。第一谐振线路12a、第二谐振线路12b、可移动电容器电极以及驱动电极可以形成在共同的基板上。这里，接地层和配线可以形成在基板内。包括信号线路、电感器和电容器在内的无源部分可以形成在基板上。

    当印制基板或用于连接到其它外部单元的焊盘被形成在基板的背面上时，可以进行表面贴装(surface mounting)。

    [变化示例]

    在根据上述实施例的滤波器1中，谐振线路对ZT被布置为直线形状。接下来，在图5A至5C中图示出了谐振线路对ZT的形状和布置的变化示例。在图5A至5C所示的变化示例的滤波器1B、1C和1D中，在附加了符号B、C和D的情况下示出与上述滤波器1的各个元件具有相同功能的元件。这也适用于图6及以后的图。

    在图5A所示的滤波器1B中，分别以线性形状来形成第一谐振线路12Ba和第二谐振线路12Bb；然而，它们总体上未被形成为直线而是以一定角度布置。通过以一定角度来布置第一谐振线路12Ba和第二谐振线路12Bb，可以缩短图5A中纵向的大小。

    在图5B所示的滤波器1C中，分别以弧形形状来形成第一谐振线路12Ca和第二谐振线路12Cb。通过以弧形形状来形成它们，可以进一步缩短图5B中纵向的大小。

    在图5C所示的滤波器1D中，分别以螺旋形状来形成第一谐振线路12Da和第二谐振线路12Db。通过以螺旋形状来形成它们，可以进一步缩短图5C中纵向的大小。此外，例如还可以以蜿蜒形状来形成它们。

    在根据第一实施例的滤波器1中，可能由于在将高频信号S1馈送到输入端子11之前的一级中的输出阻抗和在连接到输出端子15之后的一级中的输入阻抗而改变通过损耗特性，为了对此进行补偿，可在输入点13之前或之后设置具有适当阻抗的线路或电路。

    [第二实施例]

    在根据第二实施例的滤波器1E中，多个谐振线路对ZTE1和ZTE2通过耦合单元14E顺序地相连。可以将在第一实施例中所做的描述应用于谐振线路对ZTE1和ZTE2以及其它组件，这里省略其详细描述。这也适用于第三实施例以及后面的实施例。

    在图6中，滤波器1E包括输入端子11E、由第一谐振线路12Ea和第二谐振线路12Eb形成的谐振线路对ZTE1、由第一谐振线路12Ec和第二谐振线路12Ed形成的谐振线路对ZTE2、耦合单元14E以及输出端子15E。

    第一谐振线路12Ea、第二谐振线路12Eb、第一谐振线路12Ec和第二谐振线路12Ed分别具有电传播长度L₁、L₂、L₃和L₄。当第一谐振线路12Ea的电传播长度L₁等于第一谐振线路12Ec的电传播长度L₃并且第二谐振线路12Eb的电传播长度L₂等于第二谐振线路12Ed的电传播长度L₄时，两个谐振线路对ZTE1和ZTE2具有相同的通过损耗特性。替代地，也可以使上面的电传播长度不同，以提供具有不同通过损耗特性的两个谐振线路对ZTE1和ZTE2，从而当它们被组合时获得所希望的通过损耗特性。

    耦合单元14E用于将在谐振线路对ZTE1中谐振的高频信号的相位旋转90度(λ/4)并且将其无反射地发送给下一谐振线路对ZTE2。换言之，耦合单元14E用于在具有对指定频率分量的选择性的情况下将输入点13Ea处的高频信号传送给下一输入点13Eb。

    图6所示的耦合单元14E是电传播长度L₁₄为λ₁₄/4的谐振线路。这里，波长λ₁₄可以等于作为第一谐振线路12Ea与第二谐振线路12Eb的总和的电传播长度L₀，或者可以等于作为第一谐振线路12Ec与第二谐振线路12Ed的总和的电传播长度L₀，或者可以是作为它们的中间值的电传播长度L₀。换言之，对于滤波器1E中的中心通过波长λ₀，耦合单元14E可以是具有λ₀/4的电传播长度L₁₄的谐振线路。据此，可以无损耗地传送中心通过波长λ₀的高频信号，并增强通过损耗特性的陡峭度。

    此外，可以使用如后所述的π型耦合单元和T型耦合单元以及其它耦合单元作为耦合单元14E。

    由于滤波器1E是利用两个谐振线路对ZTE1和ZTE2以两段的结构形成的，因此与图1所示的一段的情况相比，其可以获得更陡峭的通过损耗特性。

    谐振线路对ZT还可以以多于两段的多段结构来形成。例如，其可以以三段结构、四段结构、五段结构或更多段的结构来形成。通过利用谐振线路对ZT和耦合单元14E来增加段数，包括在整个滤波器中的谐振线路或谐振器的段数增加，从而，实现了表现出更大陡峭度的滤波器。

    在第一实施例中描述过的各种变化示例也可以适用于滤波器1E。

    [第三实施例]

    如图7所示，在根据第三实施例的滤波器1F中，多个谐振线路对ZTF1和ZTF2通过耦合单元14F顺序地相连。图7所示的滤波器1F(其中，示意性地布置并图示出了每个元件)在功能上与图6所示的滤波器1E相同。

    在图7中，滤波器1F具有输入端子11F、包括第一谐振线路12Fa和第二谐振线路12Fb的谐振线路对ZTF1、包括第一谐振线路12Fc和第二谐振线路12Fd的谐振线路对ZTF2、接点(contact)13Fa和13Fb、耦合单元14F、输入信号线路16Fa、输出信号线路16Fb以及输出端子15F。

    第一谐振线路12Fa、第二谐振线路12Fb、第一谐振线路12Fc和第二谐振线路12Fd分别具有电传播长度L₅、L₆、L₇和L₈。如在第一和第二实施例中描述的那样，可以给电传播长度L₅、L₆、L₇和L₈设定各种值。

    接点13Fa和13Fb与在第一和第二实施例中描述过的输入点13相同。然而，输入点13示出了没有面积的几何点，而接点13Fa和13Fb示出了实际上具有用于连接谐振线路对ZT的一定面积的部分。

    耦合单元14F与第二实施例中的耦合单元14E相同，并且用来在具有对指定频率分量的选择性的情况下将接点13Fa处的高频信号传送给下一接点13Fb。可以使用一个电路块作为耦合单元14F。

    接下来，将参考图8A至图12B描述耦合单元14F的电路示例。

    图8A所示的耦合单元14F1是用于连接两个接点13Fa和13Fb的一个电路块14a。电路块14a是具有适当特性阻抗的分布常数电路。例如，电路块14a可以是电传播长度为λ/4的谐振线路，如在图6中描述的。电路块14a的特性阻抗接近于滤波器1F中的特性阻抗并且高于谐振线路对ZTF1和ZTF2的特性阻抗。这里，滤波器1F的特性阻抗可以定义为50Ω，并且谐振线路对ZTF1和ZTF2中的每一对的特性阻抗可以定义为大约20Ω。

    可以根据形成滤波器1F的基板的结构、基板中每个元件和接地图案的布置，尤其是输入信号线路16Fa和输出信号线路16Fb的形状和布置来调节滤波器1F的特性阻抗。

    例如可以使用具有适当电容的用于耦合的电容器来取代电路块14a。

    图8B所示的耦合单元14F2是π型耦合电路的示例。即，三个电路块141至143被形成为π型。图8C所示的耦合单元14F3是T型耦合电路的示例。即，三个电路块145至147被形成为T型。

    这些电路块141至143、145至147是由分布常数元件或集中常数元件实现的。例如使用微带线来作为分布常数元件。使用电容器或电感器来作为集中常数元件。这些电路块141至143、145至147可以如上所述由单个元件形成，或者可以由这些元件的组合电路形成。

    图9A至图11C图示出了π型耦合电路的各个具体示例，图12A和12B图示出了T型耦合电路的具体示例。

    即，图9A所示的耦合单元14F4包括用于耦合的一个电容器C1以及两个电感器L1和L2。图9B所示的耦合单元14F5包括用于耦合的电容器C11，同时串联地插入两个电路块14b和14c。图9C所示的耦合单元14F6包括一个电路块14d来取代用于耦合的电容器C1。电路块14b、14c和14d是各自具有适当特性阻抗的分布常数电路。

    在图10A所示的耦合单元14F7中，将电容器和电感器的并联电路用于各个电路块141至143。在图10B所示的耦合单元14F8中，将电容器C42和C43中的每一个分别用于电路块142和143中的每一个。在图10C所示的耦合单元14F9中，将一个电路块14e用于电路块141。

    在图11A所示的耦合单元14F10中，将串联连接的两个均由电容器和电感器形成的并联电路用于电路块141。在图11B所示的耦合单元14F11中，将串联连接的、电容器C62和电感器L61的并联电路与一个电容器C61用于电路块141。在图11C所示的耦合单元14F12中，将串联连接的、电容器C71和电感器L72的并联电路与一个电感器L71用于电路块141。

    在图12A所示的耦合单元14F13中，使用了均由电容器和电感器形成的三个并联电路。在图12B所示的耦合单元14F14中，使用了三个电路块14f、14g和14h。

    图8A至图12B所示的这些耦合电路也可以适用于第一和第二实施例中的滤波器1和滤波器1B。可以使用图8A至图12B所示的电路之外的各种电路作为耦合单元。

    [第四实施例]

    在根据上述第一至第三实施例的滤波器中，每条谐振线路12和每个耦合单元14中的电传播长度L是固定的。相比而言，MEMS技术用来形成可变电容器，从而使得每条谐振线路12和每个耦合单元14中的电传播长度L是可变的。通过使电传播长度L可变，滤波器中的中心通过频率f₀和衰减频率f_L和f_H可以是可变的，从而形成频率可变滤波器。

    在图13所示的滤波器1G中，可变电容器17Ga至17Ge被添加到图6所示的滤波器1E中的第一谐振线路12Ea、第二谐振线路12Eb、第一谐振线路12Ec、第二谐振线路12Ed以及耦合单元14E。

    即，在图13中，滤波器1G具有被添加到第一谐振线路12Ga、第二谐振线路12Gb、第一谐振线路12Gc、第二谐振线路12Gd以及作为谐振线路的耦合单元14G的可变电容器17Ga至17Ge。

    可变电容器17Ga至17Ge的每一个例如是由若干电极形成的，这些电极以如下方式布置：以预定间隙跨越每条谐振线路。如上所述，这些电极(即可移动电容器电极)可以与用于使可移动电容器电极移位的电极(驱动电极)一起被形成为MEMS器件。

    这里，当电容器以跨越具有一定物理长度的分布式传输线路的方式被安装在该线路上时，与未安装电容器的情况相比，该分布式传输线路的电传播长度L变长。因此，获得指定电传播长度L₁(例如，与基于指定波长λ₁的λ₁/4相对应的电传播长度L₁)所需的分布式传输线路的物理长度La由于安装的电容器而变短。在形成针对指定波长λ₁的谐振线路时，谐振线路的物理实际长度变短，变为小型尺寸。

    通过使跨越线的电容器移位，线路与电容器之间的间隙成为可变的。

    换言之，由可移动电容器电极形成电容器并且使可移动电容器电极移位。当可移动电容器电极接近谐振线路时，电容增大并且电传播长度L变长。即，用于使谐振线路谐振的波长λ变长。因此，通过调节可移动电容器电极的位移，谐振线路的谐振波长变成可选择的。

    通过在独立地操作可变电容器17Ga至17Ge的同时调节它们各自的电容，可以调节并自由地设定电传播长度L₁、L₂、L₃、L₄和L₁₄。

    因此，在滤波器1G中，通过调节可变电容器17Ga至17Ge，可以使中心通过波长λ₀、衰减峰的波长λ_L和λ_H以及通带宽度λT被调节并被设定为各种值。

    在图13所示的滤波器1G中，作为示例，可变电容器17Ga至17Ge中的每一个对于一条谐振线路具有六个可移动电容器电极；然而，其也可以具有一个到五个或者七个和更多个可移动电容器电极。此外，各个可移动电容器电极的各自面积可以是不同的并且与谐振线路的各个间隙可以变化。

    后面将描述可变电容器17Ga至17Ge的具体结构示例。

    [变化示例]

    在根据第四实施例的上述滤波器1G中，谐振线路对ZT被形成为直线形状。作为比较，如在第一实施例的变化示例中描述过的，谐振线路对ZT还可以以各种形状或布置来形成。

    图14A至14C图示出了谐振线路对ZTH、ZTI和ZTJ的变化示例。由于谐振线路对ZTH、ZTI和ZTJ对应于图5A至5C所示的谐振线路对ZTB、ZTC和ZTD，因此这里省略描述。

    如图14A至14C所示，各个谐振线路对ZTH、ZTI和ZTJ分别设有可变电容器17Ha和17Hb、17Ia和17Ib，以及17Ja和17Jb。通过独立地操作各个可变电容器17Ha和17Hb、17Ia和17Ib以及17Ja和17Jb，每个谐振线路对ZTH、ZTI和ZTJ中的中心通过波长λ₀、衰减峰的波长λ_L和λ_H以及通带宽度λT可以被调节。

    [第五实施例]

    如图15所示，在根据第五实施例的滤波器1K中，多个谐振线路对ZTK1和ZTK2通过耦合单元14K顺序地相连。在图15所示的滤波器1K中，各个元件与图7的情况类似地被示意性地布置并示出。

    在图15中，滤波器1K具有输入端子11K、包括第一谐振线路12Ka和第二谐振线路12Kb的谐振线路对ZTK1、包括第一谐振线路12Kc和第二谐振线路12Kd的谐振线路对ZTK2、接点13Ka和13Kb、耦合单元14K、输入信号线路16Ka、输出信号线路16Kb、可变电容器17Ka至17Ke以及输出端子15K。

    第一谐振线路12Ka、第二谐振线路12Kb、第一谐振线路12Kc和第二谐振线路12Kd分别具有电传播长度L₁₀、L₁₁、L₁₂和L₁₃。可以通过调节可变电容器17Ka至17Kd来将这些电传播长度L₁₀、L₁₁、L₁₂和L₁₃变为各种值。

    此外，可以通过改变和调节可变电容器17Ke来向耦合单元14K提供各种频率特性。可以从上述各种电路块中选出适当的一个来作为该耦合单元14K。

    因此，在滤波器1K中，通过调节可变电容器17Ka至17Ke，中心通过波长λ₀、衰减峰处的波长λ_L和λ_H以及通带宽度λT可以被调节并被设定为各种值。

    [对可变电容器结构的描述]

    接下来，将描述可变电容器17Ga的结构示例。

    如上所述，包括可变电容器17Ga在内的整个滤波器可以被形成为MEMS器件。

    图16是以放大的方式图示出图13的滤波器1G中的可变电容器17Ga以及第一谐振线路12Ga的一部分的平面图，并且图17是沿着图16中的线A-A所作的剖视图。

    图16和17中描述的结构不仅可以适用于第一谐振线路12Ga的一部分，而且可以适用于其它谐振线路或其它线路，因此在下面的描述中，将使用“线路SR”来取代“第一谐振线路12Ga”。

    在图16和17中，滤波器1G被形成在由具有多层内部配线的LTCC晶片构成的基板31上。

    基板31是通过相互接合多个绝缘层31a、31a…而形成的。在图17所示的示例中，绝缘层31a包括五层。在各个绝缘层31a中，形成从一个表面到另一表面的贯穿孔(through hole)，并且在贯穿孔内形成设有导电部分的各个导通孔(via)31b。此外，在绝缘层31a的至少一个层间(interlayer)中形成配线图案31c来作为内部配线。在与基板31的上表面最接近的层间中形成的配线图案31c之一被形成为连接到地的接地层31d。

    通过插入最上面的绝缘层31a，接地层31d以预定间隙与线路SR相对。这里，接地层31d可以形成在比最上面的层间低的层间。在此情况中，由于接地层31d在多个绝缘层31a介入其与线路SR之间的情况下与线路SR相对，因此接地层31d与线路SR之间的间隔变大。

    此外，导通孔31b可以在各个适当的位置将配线图案31c相互连接，将配线图案31c连接到焊盘38a至38d，并且取决于情况，将配线图案31c与线路SR相连。这里，绝缘层31a例如可由LTCC(低温共烧陶瓷)来实现。LTCC材料在一些情况中可以包括SiO₂。绝缘层31a不仅可以由LTCC形成，还可以由其它介电材料形成。

    基板31的上表面设有线路SR、驱动电极35a和35b、锚固单元37a和37b，而基板31的下表面设有焊盘38a至38d。谐振线路KS是由诸如Cu、Ag、Au、Al、W和Mo之类的低电阻金属材料形成的。谐振线路KS的厚度例如大约为0.5至20μm。

    驱动电极35a和35b以及锚固单元37a和37b通过基板的内部配线以及导通孔31b电连接到焊盘38a至38d中的一些。此外，驱动电极35a和35b的上表面分别设有电介质膜36a和36b。也存在不形成这些电介质膜36a和36b的一些情况。

    可变电极33被设置为由锚固单元37a和37b支持。可变电极33是由诸如Au、Cu和Al之类的弹性可变形低电阻金属形成的。可变电极33在其中间部分设有厚的可移动电容器电极33a并且在其两侧设有薄的弹簧电极33b和33b。

    这些可变电极33、驱动电极35a和35b以及锚固单元37a和37b形成了可变电容器17Ga。电容Cg通过可移动电容器电极33a而被添加到线路SR，并且可移动电容器电极33a或者由可移动电容器电极33a和线路SR形成的部分有时可称为“负载电容器”。此外，分别由弹簧电极33b和33b以及驱动电极35a和35b形成的部分有时可称为“平行平板致动器”。

    线路SR的上表面与可移动电容器电极33a的下表面之间的空间具有处于自由状态的预定间隙GP1，并且其具有与该间隙相对应的电容Cg。间隙GP1的大小例如为大约0.1至10μm。

    电介质点(dielectric dot)39设在线路SR的表面上，因此增大了线路SR与可移动电容器电极33a之间的电容Cg并且扩大了可变电容器17Ga的频率可变范围。电介质点39用于在可移动电容器电极33a被向线路SR侧牵引时防止短路。

    虽然未在图中示出，但是包括基板31上表面的线路SR和可变电极33在内的整个滤波器被覆盖有封装材料，从而密封了整个滤波器。

    由此构成的滤波器1G可以利用允许表面贴装的焊盘38a至38d而被焊接到印制基板的表面。

    通过经由焊盘38a至38d向驱动电极35a和35b施加控制电压Vb，在驱动电极35a和35b与弹簧电极33b和33b之间产生静电引力。根据控制电压Vb的大小，即，静电引力的大小，弹簧电极33b和33b弯曲，从而改变间隙GP1的大小。根据间隙GP1的大小的改变，线路SR的上表面与可移动电容器电极33a之间的电容Cg变化。据此，线路(谐振线路)SR的电传播长度L变化。通过调节控制电压Vb，每条线路SR的电传播长度L，即谐振波长λ可以被调节。

    在滤波器1G中，微带传输线由基板31内部的接地层31d以及形成在上表面的线路(信号线路)SR组成。在微带传输线中，接地层未被形成在形成有线路SR的基板的表面上，在线路SR的两侧设置了较宽的自由区域。因此，驱动电极35a和35b可以比较自由地被布置在该自由区域中。

    据此，可以获取足够的用于驱动电极35a和35b的面积，并且可以降低用于驱动可变电极33的控制电压Vb。

    此外，通过获取充分大的用于驱动电极35a和35b的面积，可以抑制高频信号引起的自致动(Self-Actuation)现象。原因在于：由于可以通过扩大用于驱动电极35a和35b的面积来增大静电引力，因此可以增大弹簧电极33b和33b的弹簧常数，这稳定了可变电极33的移位操作。

    此外，可以将用于驱动电极35a和35b的面积扩大得比可移动电容器电极33a的面积大得多，这使得可以忽略由提供来的高频信号引起的可移动电容器电极33a与线路SR之间的库伦力。因此，这也稳定了可变电极33的移位操作，并且可以抑制自致动现象。

    如上所述，图16和17所示的滤波器1G的结构有利于抑制平行平板可变电容器17Ga的自致动现象。

    [对滤波器制造工艺的描述]

    接下来，将参考图18A至图20B描述滤波器1G的制造工艺。下面的描述是说明滤波器1G的制造工艺的一个示意性示例，并且存在一些与图17所示的滤波器1G的结构不一致的部分。

    首先，制造具有多个滤波器模块形成区域的配线基板晶片。配线基板晶片是具有包括绝缘层、配线图案和导通孔在内的多层配线结构的晶片。配线基板晶片在形成滤波器1G的一侧上具有不大于例如0.2μm的表面粗糙度Rz。

    在制造配线基板晶片时，首先，在作为绿色板(green sheet)而提供的每个陶瓷基板中形成用于导通孔的开口(opening)。开孔被填充有导电胶(conductive paste)并且利用导电胶将配线图案印制在陶瓷基板的表面上。通过上面的工艺获得的预定数目的陶瓷基板被堆叠为层压体，并且层压体在加热的情况下在其厚度方向上被按压。此后，进行预定的热处理以整体地烧结层压体，从而获得预配线的基板晶片。配线图案和导通孔通过整体烧结而形成。

    导通孔显露在配线基板晶片的表面上的位置可能由于烧结时陶瓷材料的收缩现象而从设计位置变动。当通过光刻工艺形成配线基板晶片的上部结构时，应当在配线基板晶片的上述制造工艺中控制导通孔显露在基板表面的位置。例如，将导通孔位置从设计位置的偏离量控制为±50μm及以下的水平。

    接下来，对预配线基板晶片的两个表面执行研磨。作为一种研磨方法，例如可以采用利用预定研磨剂(化学液体)的机械研磨。这种研磨处理减少了预配线基板晶片中的翘曲(warpage)和起伏(undulation)。研磨处理应当优选地将翘曲降低到不大于40μm的水平并将起伏几乎消除。

    此外，预配线基板晶片有时可能需要在形成了上述无源器件和谐振线路的表面上进行平滑处理。

    即，由于预配线基板晶片的表面具有由材料陶瓷的颗粒大小以及研磨剂的研磨动作引起的明显的不平坦部分，因此即使对陶瓷材料的最优选择以及最优的研磨方法也不能将预配线基板晶片表面上的表面粗糙度Rz改善得明显低于5μm。难以在这种不平坦表面上形成小尺寸的无源器件。

    为了避免上面的问题，在制造配线基板晶片时在上述研磨处理之后执行预定的平滑处理。在平滑处理中，首先，在研磨后的预配线基板晶片表面上的绝缘层的不平坦表面上形成薄绝缘膜。该绝缘膜是通过在预配线基板晶片表面上涂覆绝缘液体的薄涂层并对其进行烧结而形成的。绝缘涂层液体可以通过SOG(旋涂玻璃)来提供。所涂覆的绝缘涂层液体的厚度例如为1μm及以下。通过以这种方式形成薄绝缘膜，可以减少预配线基板晶片上的表面凹陷。

    此后，重复形成绝缘膜的工艺预定次数，直到预配线基板晶片的陶瓷表面上的凸出部分被埋在通过堆叠多层绝缘膜而形成的绝缘膜中为止。因此，在预配线基板晶片中，形成有无源器件和谐振线路的其整个表面上的表面粗糙度Rz可以减小为0.5μm及以下。通过在上述研磨处理之后执行这种平滑处理而获得了配线基板晶片。

    在如此制造出的配线基板晶片中，在晶片级，多个无源器件和谐振线路根据批量生产方法通过下面的(1)至(7)的工艺被形成在滤波器模块的每个形成区域中。然后，配线基板晶片被分割为形成区域，以获得滤波器模块。在(1)至(7)中所示的工艺作为一个示例，此外，还可以适当地使用各种半导体制造工艺和MEMS工艺。

    (1)如图18A所示，金属膜层被形成在基板(配线基板晶片)31的上表面上并形成图案，以形成驱动电极35a和35b。绝缘膜被形成在驱动电极35a和35b上，以形成电介质膜36a、36b。金属膜层被形成在基板31的下表面上并被蚀刻，以形成焊盘38a至38d。替代地，焊盘38a至38d可以通过电镀来形成。此外，通过利用镀Au技术在基板31的上表面上形成锚固单元37a和37b以及线路SR。

    (2)如图18B所示，电介质点39被形成在由Au形成的线路SR上。

    (3)如图18C所示，以与线路SR相同的厚度形成牺牲层40。牺牲层40是由可以被选择性地蚀刻的、容易去除的抗蚀剂材料形成的。

    (4)如图19A所示，用于可变电极33的第二牺牲层41被形成在牺牲层40上。第二牺牲层41的厚度定义了可变电极33与线路SR之间的间隙GP1的大小(距离)。此外，可变电极33与驱动电极35a和35b之间的间隙GP2的大小(距离)是由牺牲层40和第二牺牲层41的厚度之和定义的。

    在类似本实施例的可变电容器17Ga的平行平板致动器的情况中，不产生牵引(Pull-In)现象引起的极限位移量大约为电极之间的距离的三分之一。为了充分取得可变电容器17Ga的宽可变范围，可移动电容器电极33a必须接近线路SR。因此，电极之间的间隙GP1和GP2在平行平板致动器和负载电容器之间是不同的。平行平板致动器中牺牲层的厚度应该是负载电容器的牺牲层厚度的三倍或更大。为了使可变电极33的表面平坦，牺牲层作为基底应当平坦。为了满足上面的需求，形成两个牺牲层(牺牲层40和第二牺牲层41)的方法(称为“两层牺牲层法”)是有效的。

    (5)如图19B所示，片状弹簧层SB被形成在第二牺牲层41上，并且厚金属膜部分AM被根据电镀技术形成在片状弹簧层SB的中间部分上。用于具有弹簧电极33b和33b以及可移动电容器电极33a的可变电极33的图案是利用铣削(milling)技术形成的。

    (6)如图20A所示，牺牲层40和第二牺牲层41被去除以释放器件。

    (7)如图20B所示，使用封装材料42在晶片级来密封晶片。然后，从基板31切出各个滤波器模块(滤波器1G)。

    在如上所述的工艺中，器件(滤波器1G)的形成和密封都是在晶片级执行的，因此在量产和性价比方面具有优越性的本发明可以提高生产效率。

    此外，由于配线基板晶片31具有用于导电的导通孔31b以及用于安装的焊盘38a至38d，因此完成的滤波器模块(滤波器1G)可以直接用于安装在印制基板(例如主板)中而不用安装到另一封装中，这在实际使用中是有利的。

    在上述实施例中，式(1)中的n被定义为1；然而，n可以是1以外的奇数，如3、5、7…。

    [通信模块]

    实施例的滤波器1至1K可以形成为通信模块TM。

    在图21中，通信模块TM是由发送滤波器51和接收滤波器52形成的。第一至第三实施例所示的频率固定滤波器或者第四和第五实施例所示的频率可变滤波器可以用作发送滤波器51和接收滤波器52。替代地，可以将频率固定滤波器和频率可变滤波器混合。

    在频率固定滤波器的情况中，从多个滤波器中选出适合于每次通信的滤波器。可以通过适当地调节谐振线路KS的电传播长度L来使各个滤波器保持为具有适当中心通过频率f₀(中心通过波长λ₀)、衰减频率f_L和f_H(衰减峰处的波长λ_L和λ_H)和通过损耗特性的带通滤波器。

    在频率可变型的情况中，每个滤波器被提供有控制电压Vb，因此根据每次通信来决定中心通过频率f₀、衰减频率f_L和f_H以及通过损耗特性。在此情况中，可以减少发送滤波器52或接收滤波器53中的滤波器数，从而使通信设备TS小型化。通过减少滤波器的数目，可以简化电路，以降低电路损耗和电路噪声，从而提高通信模块TM的性能。

    通信模块TM还可以以图21所示的结构以外的各种结构来形成。

    [通信设备]

    实施例的滤波器1至1K可以应用于各种通信设备，包括诸如移动电话和便携式终端之类的移动通信设备、基站(base station)设备以及固定通信设备。

    这里，将描述应用了滤波器1至1K的通信设备的一个示例。

    在图22中，通信设备TS包括控制器60、发送单元61、发送滤波器62、接收滤波器63、接收单元64以及天线AT。

    控制器60控制整个通信设备TS，同时对通信设备TS执行预定数字和模拟处理并且用作与用户的人机接口。

    发送单元61在高频信号S11被执行了调制之后提供该信号。高频信号S11包括各种频带的信号。

    发送滤波器62对从发送单元61提供来的高频信号S11滤波，以使得仅由控制器60指定的频带可以通过滤波器。滤波后的高频信号S12被从发送滤波器62提供出来。发送滤波器62使用已在第一至第五实施例中描述过的滤波器1至1K之一或者它们的变体。

    接收滤波器63对从天线AT接收到的高频信号S13滤波，以使得仅由控制器60指定的频带可以通过滤波器。滤波后的高频信号S14被从接收滤波器63提供出来。接收滤波器63使用已在第一至第五实施例中描述过的滤波器1至1K之一或者它们的变体。

    接收单元64对从接收滤波器63提供来的高频信号S14进行放大和解调，并且将所获得接收信号S15提供给控制器60。

    天线AT将从发送滤波器62提供来的高频信号S12作为无线电波在空气中发射，并且接收从未示出的无线台发送来的无线电波。

    当发送滤波器62或接收滤波器63是如第一至第三实施例所示的频率固定型时，则从多个这种滤波器中选出适合于每次通信的滤波器。通过适当地调节谐振线路KS的电传播长度L，可使各个滤波器保持为各自具有适当中心通过频率f₀(中心通过波长λ₀)、衰减频率f_L和f_H(衰减峰处的波长λ_L和λ_H)和通过损耗特性的带通滤波器。

    而当发送滤波器62或接收滤波器63是如第四和第五实施例所示的频率可变型时，则根据来自控制器60的命令向其给予控制电压Vb，并且根据每次通信来确定中心通过频率f₀、衰减频率f_L和f_H以及通过损耗特性。在此情况中，可以减少发送滤波器62或接收滤波器63中的滤波器数，从而使通信设备TS小型化。通过减少滤波器的数目，可以简化电路，可以降低电路损耗和电路噪声，并且可以提高通信设备TS的性能。

    在上述通信设备TS的结构中，滤波器可以被提供作为发送滤波器62和接收滤波器63以外的电路元件，例如用于中频的带通滤波器。此外，根据需要提供用于在发送和接收时切换天线AT以及发送滤波器62或接收滤波器63的开关。上述通信模块TM可以用作发送滤波器62和接收滤波器63。

    此外，根据需要，通信设备TS还设有低噪声放大器、功率放大器、双工器、AD转换器、DA转换器、频率综合器、ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)以及电源单元。

    当通信设备TS是移动电话时，其以遵循通信方法的结构被形成，并且发送滤波器62或接收滤波器63根据通信方法来选择频带。例如，在GSM(全球移动通信系统)通信方法的情况中，其被设定为遵循850MHz频带、950MHz频带、1.8GHz频带以及1.9GHz频带。实施例的滤波器还可应用于遵循2GHz及以上频带(例如，6GHz频带和10GHz频带)的通信设备TS。

    除上述各种实施例和变化示例以外，还可以对输入端子11、诸如第一谐振线路12a和第二谐振线路12b之类的谐振线路KS、谐振线路对ZT、输入点13、耦合单元14、输出端子15、输入信号线路16、输出信号线路16、可变电容器17、滤波器1至1K、通信模块TM以及通信设备TS的整体或各个单元在结构、形状、大小、材料、形成方法、制造方法、布置、单元数目和位置方面进行各种修改。

    在此所阐述的所有示例和条件语言希望用于教导的目的，以辅助读者理解本发明和由发明人为了深化技术所贡献的概念，并且被构造为不限于这些具体阐述的示例和条件，说明书中的这些示例的组织也与显示本发明的优势和劣势无关。虽然已详细描述了本发明的实施例，但是应当明白，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下对其作出各种改变、替代和变更。