锁相环电路、锁相方法及电容性电路.pdf

锁相环电路、锁相方法
    【技术领域】

    本发明有关于锁相环电路，尤其有关于具有比例路径(proportional path,P‑path)与积分路径(integral path,I‑path)的锁相环电路及其方法。

    背景技术

    参照图1，图1是具有P路径与I路径的传统锁相环电路100的示意图。锁相环电路100包括相位/频率侦测器102、第一电荷泵(charge‑pump)电路104、压控振荡器(VCO)106、第二电荷泵电路108、积分器110和分频器112。相位/频率侦测器102侦测参考时钟信号S_ref和反馈时钟信号S_f之间的相位差，以产生相位误差信号S_e。第一电荷泵电路104根据相位误差信号S_e产生比例信号S_p，用于压控振荡器106；第二电荷泵电路108产生积分信号S_i，用于压控振荡器106。压控振荡器106根据比例信号S_p和积分器110所输出的积分信号S_i产生振荡信号S_o。接着，分频器112将振荡信号S_o的频率除以N，以产生反馈时钟信号S_f。相位/频率侦测器102和第一电荷泵电路104构成P路径，相位/频率侦测器102、第二电荷泵电路108和积分器110构成锁相环电路100的I路径。此外，锁相环电路100的开环传递函数(open loop transfer function)T_open表述如等式(1)所示：

     $T_{\mathrm{open}}=(K_p+\frac{K_i}{s\·C})\·\frac{K_{\mathrm{vco}}}{N\·s}---\left(1\right)$

    其中Kp为P路径的增益，为I路径的增益，K_i为相位/频率侦测器102连同第二电荷泵电路108的增益，C为积分器110中电容的电容值，s为所谓的s参数。

    锁相环电路100的配置的一个主要特性就是节省环路滤波器中的电阻器，其中这些电阻器会占用锁相环电路100总面积的一大部分，由此增加锁相环电路100的成本。然而，在传统的锁相环电路100中，积分器110的电容仍会占用相当大一部分总面积。由于所占用的大面积意味着相应地高成本，因此怎样有效的降低锁相环电路100的总面积成本成为本领域亟待解决的问题。

    【发明内容】

    有鉴于此，本发明提供一种锁相环电路、锁相方法。

    依据本发明一实施例提供一种锁相环电路，包括：操作电路，用于侦测参考信号和反馈振荡信号之间的差值来产生已侦测结果，以及根据所述已侦测结果产生第一控制信号；辅助电路，用于产生与所述第一控制信号异步的第二控制信号；以及可控型振荡器，耦接于所述操作电路和所述辅助电路，用于根据所述第一控制信号与所述第二控制信号产生输出振荡信号；其中所述反馈振荡信号源自所述输出振荡信号。

    依据本发明另一实施例提供一种锁相方法，包括：侦测参考信号和反馈振荡信号之间的差值，以产生第一输出；根据所述差值产生第一控制信号；产生与所述第一控制信号异步的第二控制信号；以及根据所述第一控制信号与所述第二控制信号产生输出振荡信号，其中所述反馈振荡信号源自所述输出振荡信号。

    依据本发明另一实施例提供一种锁相环电路，包括：操作电路，用于侦测参考信号和反馈振荡信号之间的差值来产生第一控制信号；下采样电路，耦接于所述操作电路，用于对所述参考信号和所述反馈振荡信号之间的所述差值下采样；辅助电路，耦接于所述下采样电路，用于根据所述下采样电路的输出产生第二控制信号；以及可控型振荡器，耦接于所述操作电路和所述辅助电路，用于根据所述第一控制信号与所述第二控制信号产生输出振荡信号，其中所述反馈振荡信号源自所述输出振荡信号。

    本发明能够有效的降低锁相环电路的总面积成本。

    以下根据多个图式对本发明较佳实施例进行详细描述，本领域技术人员阅读后应可明确了解本发明的目的。

    【附图说明】

    图1是具有P路径与I路径的通用锁相环电路的示意图。

    图2是根据本发明第一实施例的锁相环电路的示意图。

    图3是根据本发明的第二实施例的锁相环电路的示意图。

    图4是锁相环电路的参考信号、误差信号、分频信号和已延迟信号的时序示意图。

    图5是根据本发明第三实施例的锁相环电路的示意图。

    图6是根据本发明第四实施例的锁相环电路的示意图。

    图7是根据本发明第五实施例的锁相环电路的示意图。

    图8是根据本发明第七实施例的锁相环电路的示意图。

    图9是根据本发明第八实施例的锁相环电路的示意图。

    图10是根据本发明第八实施例用于锁相环电路的锁相方法的流程图。

    图11是根据本发明的一个实施例的积分器的示意图。

    图12是根据本发明第六实施例的锁相环电路的示意图。

    【具体实施方式】

    在权利要求书及说明书当中使用了某些词汇来指称特定的元件。所属领域中的普通技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个元件。本发明的权利要求书及说明书并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及后续的请求项当中所提及的“包含”为开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于”。以外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述第一装置耦接于第二装置，则代表该第一装置可直接电气连接于该第二装置，或通过其它装置或连接手段间接地电气连接至该第二装置。

    参照图2，图2是根据本发明第一实施例的锁相环电路200的示意图。锁相环电路200包括操作电路、第一分频电路214、辅助电路和压控振荡器212，其中操作电路包括侦测电路202和第一电荷泵电路204；辅助电路包括第二分频电路206(亦称下采样电路)、第二电荷泵电路208和积分器210(在本实施例中以电容性元件实现)，且积分器210提供与积分器110相似的功能。需注意的是，此处仅为举例，操作电路与辅助电路的划分并不局限于此，例如，辅助电路可包括第二电荷泵电路208和积分器210，而不包括第二分频电路206，且辅助电路对第二分频电路206分频后的信号进行处理。在一个实施例中，第二分频电路206对控制信号(例如侦测电路202输出的信号)进行分频，以产生分频信号Sed，积分器(电容性元件)210由与分频信号Sed对应的电流充电；其中当第二分频电路206将控制信号的频率除以Y时，可使积分器(电容性元件)210的电容值产生放大Y倍的效果。在一实施例中，第二分频电路206与积分器(电容性元件)210可构成电容性电路。侦测电路202用于侦测差值，例如反馈信号Sf和参考信号Sr之间的相位差或频率差，以产生与该差值对应的已侦测结果，即误差信号Se。第一电荷泵电路204根据误差信号Se产生第一控制信号Sp至压控振荡器212。第二分频电路206将误差信号Se的频率除以预设数目M(例如M=2)，以产生一分频信号Sed，预设数目M亦称分频因子。因此，分频信号Sed的频率低于误差信号Se的频率，辅助电路的操作频率低于操作电路的操作频率。请注意，第二分频电路206的预设数目M可由参考信号Sr控制，但本发明并不局限于此。而且，误差信号Se为脉冲信号(pulse signal)，其中误差信号Se的脉冲与反馈振荡信号Sf和参考信号Sr之间的差值(比如相位差)对应。第二电荷泵电路208根据分频信号Sed产生信号Sep。在本实施例中，积分器210由电容值为C1的电容构成，积分器210对第二电荷泵电路208的输出进行积分产生第二控制信号Si至压控振荡器212。因此，第一控制信号Sp的更新频率和第二控制信号Si的更新频率不同；在本实施例中，第二控制信号Si的更新频率低于第一控制信号Sp的更新频率。接着，压控振荡器212根据第一控制信号Sp和第二控制信号Si输出振荡信号So。请注意，本发明并不局限于利用压控振荡器产生振荡信号So；任何其它可控型振荡器都属于本发明的范围。例如，在本发明的另一实施例中，利用电流控制振荡器产生振荡信号So。第一分频电路214将振荡信号So的频率除以预设数目N，以产生用于侦测电路202的反馈振荡信号Sf，其中预设数目N可以是整数或分数。此外，侦测电路202和第一电荷泵电路204构成P路径，侦测电路202、第二分频电路206、第二电荷泵电路208和积分器210构成锁相环电路200的I路径。

    根据对锁相环电路200的s参数的分析，锁相环电路200的开环传递函数H_open表述如等式(2)所示：

     $H_{\mathrm{open}}=(K_p+\frac{K_i}{M\·s\·C_1})\·\frac{K_{\mathrm{vco}}}{N\·s}---\left(2\right)$

    其中Kp为P路径的增益，为I路径的增益，为侦测电路202连同第二分频电路206和第二电荷泵电路208的增益，C₁为积分器210中电容的电容值，s为所谓的s参数。相较于前述等式(1)，在等式(2)中达到电容倍增(capacitor multiplication)的效果，即M·C₁。更具体来说，参照等式(2)和前述的等式(1)可知，若积分器210的电容值C₁设为则锁相环电路200的开环传递函数H_open与锁相环电路100的开环传递函数T_open相等。换句话说，在相同的开环传递函数的条件下，积分器210的电容面积只需为积分器110的电容面积的1/M倍。于是，积分器210的电容面积与第二分频电路206的预设数目M之间成反比例关系。因此，本发明电容倍增的特性将极大地降低环路滤波器中电容的面积且由此降低锁相环电路200的成本。

    由于第二分频电路206的存在，I路径中的充电频率低于P路径中的充电频率(比如，在P路径中每个参考周期执行一次充电，而在I路径中每M个参考周期执行一次充电)，这使得电容值C₁相当于是电容值C的M倍。在另一个实施例中，第二分频电路206是时间交错器(time‑interleaver)，其产生一窗口(window)，用于在适当的时间间隔撷取侦测电路202的输出(比如每M个误差信号Se的脉冲撷取一个)，以便对误差信号Se下采样(downsample)。接着，积分器210由已下采样的信号Sed充电，达成电容值倍增。因此，本领域具有通常知识者可领会上述实施例仅为第二分频电路206的举例，且本发明不限于此。

    此外，积分器210并不限于仅由电容实现。在另一个实施例中，如图11所示，积分器210可包括累加器1101和延迟电路1102(即Z^‑1)。图11是根据本发明一个实施例的积分器210的示意图。

    根据本发明的第一个实施例，由于分频信号Sed与误差信号Se同步(即分频信号Sed的每M个脉冲中的一个脉冲与误差信号Se的脉冲重叠)，因此，P路径控制信号Sp和I路径控制信号Si可能彼此干扰。在控制信号Sp和Si同时进入压控振荡器212的情形下，瞬间电流会变大。这可能会导致在压控振荡器212的振荡信号So中出现大量寄生信号(spurious tone)。

    为了克服压控振荡器212的振荡信号So中可能出现寄生信号的问题，辅助电路进一步包括延迟电路308，如图3所示，图3是根据本发明的第二实施例的锁相环电路300的示意图。锁相环电路300包括侦测电路302、第一电荷泵电路304、第二分频电路306、延迟电路308、第二电荷泵电路310、积分器312、压控振荡器314、第一分频电路316。I路径的分频信号Sed’被特定间隔所延迟，以减少或防止信号与P路径重叠。请注意，本发明并不局限于延迟I路径的分频信号Sed’：延迟P路径中的误差信号Se’也能够实现对I路径和P路径的信号去重叠的目的，此均属于本发明的范围。相似于第一实施例，侦测电路302用于侦测反馈信号Sf’和参考信号Sr’之间的相位差，以产生与该相位差对应的已侦测结果，即误差信号Se’。第一电荷泵电路304根据误差信号Se’产生第一控制信号Sp’至压控振荡器314。第二分频电路306将误差信号Se’的频率除以预设数目M’(例如M’=2)或下采样，以产生一分频信号Sed’。延迟电路308将分频信号Sed’延迟间隔T，以产生已延迟信号Sd’。第二电荷泵电路310根据已延迟信号Sd’产生信号Sep’。积分器312由电容值为C₁’的电容构成，积分器312对信号Sep’进行积分以产生第二控制信号Si’至压控振荡器314。接着，压控振荡器314根据第一控制信号Sp’和第二控制信号Si’输出振荡信号So’。而且，可在积分器312和压控振荡器314之间添加低通滤波器(图中未示)，以平滑第二控制信号Si’。请注意，第二分频电路306的预设数目M’可由参考信号Sr’控制，且本发明不限于此。

    参照图4，图4是锁相环电路300的参考信号Sr’、误差信号Se’、分频信号Sed’和已延迟信号Sd’的时序示意图。为简明，假设误差信号Se’的脉冲在参考信号Sr’的每个脉冲中产生。第二分频电路306对误差信号Se’分频，以产生分频信号Sed’，分频信号Sed’大体上与误差信号Se’同步。接着，延迟电路308以间隔T延迟分频信号Sed’，以使得分频信号Sed’与误差信号Se’异步(例如，错开分频信号Sed’与误差信号Se’的上升缘)，并产生已延迟信号Sd’。可以看到，第一电荷泵电路304在时间T1产生用于压控振荡器314的第一控制信号Sp’，第二电荷泵电路310在时间T2产生信号Sep’。接着，压控振荡器产生振荡信号So’以响应非重叠控制信号，其中非重叠控制信号为第一控制信号Sp’和第二控制信号Si’。由于锁相环电路300的P路径和I路径的信号互不干扰，因此在本实施例中不会出现第一实施例中提及的大量寄生信号，其中P路径包括侦测电路302和第一电荷泵电路304；I路径包括侦测电路302、延迟电路308、第二电荷泵电路310和积分器312。然而，请注意，第一控制信号Sp’和第二控制信号Si’并非限于完全非重叠，只要输入到压控振荡器314中的控制信号彼此异步，则会减少寄生信号的影响。

    延迟电路308可由延迟线实现。在另一个实施例中，如图5所示，可利用切换电路选择性地将第二控制信号Sep’耦接到图5所示的积分器。图5是根据本发明第三实施例的锁相环电路500的示意图。锁相环电路500包括侦测电路502、第一电荷泵电路504、第二分频电路506、第二电荷泵电路508、第一积分器510、切换电路512、第二积分器514、压控振荡器516和第一分频电路518，其中在本实施例中第一积分器510与第二积分器514均由电容实现，第一积分器510、切换电路512和第二积分器514构成调整电路。相似于第二实施例，第二电荷泵电路508根据分频信号Sed”产生信号Sep”。第一积分器510的终端N1耦接于第二电荷泵电路508，以便为信号Sep”提供预充电电容。切换电路512耦接于终端N1，以选择性地将信号Sep”传送至第二积分器514。请注意，传送至切换电路512的终端N2的信号作为已传送信号Sei”。第二积分器514对已传送信号Sei”积分以产生第二控制信号Sp2”，并将第二控制信号Sp2”传送至压控振荡器516。接着，压控振荡器516根据第一控制信号Sp”和第二控制信号Sp2”输出振荡信号So”。请注意，第二分频电路506的预设数目M”由参考振荡信号Sr”控制，且本发明不限于此。

    根据锁相环电路500，第二分频电路506产生的分频信号Sed”大致上与误差信号Se”重叠，接着，第二电荷泵电路508对分频信号Sed”执行电荷泵操作，以在第一积分器510的终端N1处产生信号Sep”。同时，第一电荷泵电路504产生第一控制信号Sp”。因此，信号Sep”大致上与第一控制信号Sp”同步。为了使得第一控制信号Sp”与第二控制信号Sp2”异步，利用第二分频电路506所产生的切换电路信号Sc控制切换电路512的导通/关闭操作。当切换电路512导通时，信号Sep”传送至终端N2作为已传送信号Sei”，其中已传送信号Sei”在切换控制信号Sc的适当控制下与第一控制信号Sp”异步。举例来说，若P路径(包括侦测电路502和第一电荷泵电路504)的第一控制信号Sp”在参考信号Sr”的上升缘产生，则切换控制信号Sc在参考信号Sr”的下降缘导通切换电路512。请注意，切换控制信号Sc的频率未必等于参考信号Sr”的频率。

    当第二分频电路506将误差信号Se”分频为具有较低频率的分频信号Sed”(即将误差信号Se”下采样为分频信号Sed”)时，以及当切换控制信号Sc对切换电路512切换时，下采样突波(spur)可能在振荡信号So”中出现。为了改进下采样突波的问题，在本发明的另一实施例中可包含抖动(dithering)电路，如图6和图7所示，图6是根据本发明第四实施例的锁相环电路600的示意图。相较于图5所示的锁相环电路500，锁相环电路600更包含一抖动电路602。抖动电路602耦接于第二分频电路506，且对第二分频电路506执行高阶Σ‑Δ调制(sigma‑delta modulation,SDM)，以改善振荡信号So”中下采样突波的问题。更具体讲，抖动电路对第二分频电路506的预设数目M”(亦称分频因子)执行高阶Σ‑Δ调制，以对分频因子M”进行抖动。除了抖动电路602，锁相环电路600相似于锁相环电路500，此处为简洁，不再赘述。

    图7是根据本发明第五实施例的锁相环电路700的示意图。相较于图5所示的锁相环电路500，锁相环电路700包含一抖动电路702。相似于前述锁相环电路600，抖动电路702耦接于第二分频电路506和切换电路512之间，对切换控制信号Sc执行高阶Σ‑Δ调制，以改善振荡信号So”中下采样突波的问题。除了抖动电路702，锁相环电路700相似于锁相环电路500，此处为简洁，不再赘述。

    图12是根据本发明第六实施例的锁相环电路1200的示意图。锁相环电路1200包括第一侦测电路802、第一电荷泵电路804、第二分频电路806、第二侦测电路808、第二电荷泵电路810、第一积分器812、压控振荡器818第一侦测电路802用于侦测反馈振荡信号Sf”’和参考信号Sr”’之间的相位差，以产生与相位差对应的第一误差信号Se1”’。第一电荷泵电路804根据第一误差信号Se1”’产生第一控制信号Sp”’至压控振荡器818。第二分频电路806以第一预设数目M”’对参考信号Sr”’的频率分频，以产生第一分频信号Srd1”’，并以第二预设数目N”’对振荡信号So”’的频率分频，以产生第二分频信号Srd2”’。第二侦测电路808侦测第一分频信号Srd1”’和第二分频信号Srd2”’间的相位差，以产生与该相位差对应的第二误差信号Se2”’。第二电荷泵电路810根据第二误差信号Se2”’产生信号Sep”’。第一积分器812的终端N1”’耦接于第二电荷泵电路810和压控振荡器818，以便提供第二控制SDM 820a，且反馈分频器820b根据SDM 820a的输出对振荡信号So”’分频。而且，如图12所示，反馈振荡信号Sf”’也输入至SDM 820a。由于第一分频电路820的操作已为所属领域的技术人员所熟知，此处为简洁，不再赘述。

    在另一个实施例中，如图8所示，图8是根据本发明第七实施例的锁相环电路800的示意图。锁相环电路800进一步包括切换电路814和第二积分器816，第二积分器816的终端N2”’耦接于压控振荡器818。切换电路814耦接于终端N1”’以选择性地将信号Sep”’传送至第二积分器816。请注意，传送至切换电路814的终端N2”’的信号作为已传送信号Sei”’。第二积分器816由电容值为C₁”’的电容构成，第二积分器816对已传送信号Sei”’积分以产生第二控制信号Si”’，并将第二控制信号Si”’传送至压控振荡器816。

    由于第二分频电路806以M”’对参考信号Sr”’分频，以N”’对振荡信号So”’分频，第一分频信号Srd1”’可能与第二分频信号Srd2”’具有相同的频率，且因此第一分频信号Srd1”’与第二分频信号Srd2”’的频率低于参考信号Sr”’的频率。在这种情况下，第二侦测电路根据第一分频信号Srd1”’与第二分频信号Srd2”’产生第二误差信号Se2”’，因此，第一误差信号Se1”’与第二误差信号Se2”’同步。为使第一控制信号Sp”’和第二控制信号Si”’异步，在终端N1”’和N2”’之间设置由切换控制信号Sc”’控制的切换电路814。当切换电路814导通时，信号Sep”’传送至终端N2”’作为已传送信号Sei”’，其中已传送信号Sei”’在切换控制信号Sc”’的适当控制下与第一控制信号Sp”’异步。在本实施例中，假设第一误差信号Se1”’在参考信号Sr”’的每个上升缘产生，则切换控制信号Sc”’在参考信号Sr”’的下降缘导通切换电路814。而且，切换控制信号Sc”’在本实施例中为第一分频信号Srd1”’，但本发明并不局限于此。换句话说，切换控制信号Sc”’在本发明的另一实施例中可以是第二分频信号Srd2”’。

    相较于上述实施例，锁相环电路800包括两个侦测电路(即第一侦测电路802和第二侦测电路808)，且第二分频电路806的分频在相位侦测之前执行。为整数，输出振荡信号So”’并不需要由N”’分频；也就是说，第二分频电路806的功能区块(/N”’)可以省略，且第二分频信号Srd2”’与输出振荡信号So”’相等。

    请注意，如图9所示，可利用一延迟电路使得第一控制信号Sp”’和第二控制信号Si”’异步。图9是根据本发明第八实施例的锁相环电路900的示意图。锁相环电路900包括第一侦测电路902、第一电荷泵电路904、第二分频电路906、第二侦测电路908、延迟电路910、第二电荷泵电路912、积分器914、压控振荡器916和第一分频电路918。

    相似于实施例800，第一误差信号Se1””与第二误差信号Se2””同步。接着，延迟电路910以间隔T””延迟第二误差信号Se2””。因此，通过间隔T””的适当设定，第一控制信号Sp””与第二控制信号Si”’异步。由于锁相环电路900相似于锁相环电路800，本领域的技术人员在阅读所揭示的锁相环电路800后当可理解锁相环电路900的操作，此处为简洁不再赘述。

    请参照图10，图10是根据本发明第八实施例用于锁相环电路的锁相方法1000的流程图。请注意，锁相方法1000可用于前述锁相环电路300、500、600、700、800、900。只要能够实现相同结果，并不需要严格按照图10中流程图所示的步骤执行，也就是说，中间的一些步骤可作些许更动。锁相方法1000包括如下步骤：

    步骤1002：侦测参考信号和反馈振荡信号之间的差值(比如相位差)；

    步骤1004：根据步骤1002侦测的差值产生第一控制信号；

    步骤1006：产生与上述第一控制信号异步的第二控制信号；

    步骤1008：根据第一控制信号和第二控制信号产生输出振荡信号，其中反馈振荡信号源自输出振荡信号。

    请参照图3，锁相方法1000中的第一控制信号和第二控制信号可分别看作是锁相环电路300中的第一控制信号Sp’和第二控制信号Si’。因此，产生与第一控制信号异步的第二控制信号的步骤(即步骤1006)包括对已侦测相位差分频(若必要)、延迟分频结果及根据延迟结果产生第二控制信号，比如通过延迟结果产生的电流对电容充电或对与延迟结果对应的信号进行积分。由于在阅读前述锁相环电路300后，所属领域的技术人员能够了解步骤1002、1004和1008的操作，此处为简洁，不再赘述。

    请参照图5，锁相方法1000中的第一控制信号和第二控制信号可分别看作是锁相环电路500中的第一控制信号Sp”和第二控制信号Sp2”。因此，产生与第一控制信号异步的第二控制信号的步骤(即步骤1006)包括对已侦测相位差分频(若必要)、对与分频结果相应的信号积分、选择性的将已积分信号提供至可控型振荡器(比如压控振荡器516)，以产生与第一控制信号异步的第二控制信号。相似地，在阅读前述锁相环电路500后，所属领域的技术人员能够了解步骤1002、1004和1008的操作，此处为简洁，不再赘述。

    请参照图8，锁相方法1000中的第一控制信号和第二控制信号可分别看作是锁相环电路800中的第一控制信号Sp”’和第二控制信号Si”’。因此，产生与第一控制信号异步的第二控制信号的步骤(即步骤1006)包括对参考信号分频以产生第一分频信号(若必要)、对输出振荡信号分频以产生第二分频信号(若必要)、侦测第一分频信号和第二分频信号之间的相位差、对与已侦测相位差对应的信号积分以及选择性的将已积分信号提供至可控型振荡器(比如压控振荡器818)，以产生与第一控制信号异步的第二控制信号。相似地，在阅读前述锁相环电路800后，所属领域的技术人员能够了解步骤1002、1004和1008的操作，此处为简洁，不再赘述。

    请参照图9，锁相方法1000中的第一控制信号和第二控制信号可分别看作是锁相环电路900中的第一控制信号Sp””和第二控制信号Si””。因此，产生与第一控制信号异步的第二控制信号的步骤(即步骤1006)包括对参考信号分频以产生第一分频信号(若必要)、对输出振荡信号分频以产生第二分频信号(若必要)、侦测第一分频信号和第二分频信号之间的相位差、延迟已侦测相位差、根据已延迟结果产生第二控制信号。相似地，在阅读前述锁相环电路900后，所属领域的技术人员能够了解步骤1002、1004和1008的操作，此处为简洁，不再赘述。

    在上述实施例中，VCO具有两个单独的控制端分别用于I路径控制和P路径控制。在VCO内部，可有一加法器，在VCO产生输出振荡信号之前将I路径控制信号与P路径控制信号相加。然而，所属领域的技术人员可以首先将I路径控制信号和P路径控制信号相加，然后将相加结果输入到VCO。只要I路径控制信号和P路径控制信号异步或者I路径控制信号的更新频率低于P路径控制信号的更新频率，则这些改动均属于本发明所主张的范围。

    虽然本发明已就较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的变更和润饰。因此，本发明的保护范围当视之前的权利要求书所界定为准。