双工器、以及包括双工器的模块和通信设备 【技术领域】
本发明涉及与例如以便携式电话为代表的通信设备的天线连接的双工器、以及包括双工器的模块和通信设备。
背景技术
图18是示出现有的双工器的结构的图。现有的双工器81包括：连接在公共端子Ant和发送端子Tx之间的发送滤波器82、连接在公共端子Ant和接收端子Rx之间的接收滤波器83、以及匹配电路84。当双工器81例如被用于便携式电话机中时，公共端子Ant与天线94连接。发送端子Tx与发送电路93连接，接收端子Rx经由平衡输出滤波器91与接收电路92连接。
在图中，箭头Y1示出了发送信号的流动。由于发送滤波器82的通带和接收滤波器83的通带不同，因此如箭头Y1所示，输入到发送端子Tx的发送信号在通过发送滤波器82之后，并不流向接收滤波器83侧，而是从公共端子Ant向天线94输出。发送信号从天线94作为无线电波发射出去。
箭头Y2示出了接收信号的流动。天线94所接收的接收信号如箭头Y2所示的那样通过匹配电路84和接收滤波器83并从接收端子Rx输出。平衡输出滤波器91将该接收信号转换成差动信号(平衡-不平衡转换)，并向接收电路92输出。这是理想的双工器内的信号流动。
但是在实际的双工器中，从发送滤波器82输出的发送信号并非全部从公共端子Ant输出至天线，而是其一部分流入接收滤波器83并到达接收端子Rx。箭头Y3示出了这种向接收滤波器泄漏的发送信号(发送-接收间泄漏信号)的流动。由于该发送-接收间泄漏信号，从接收端子Rx输入到接收电路的接收信号中将包含噪声，其结果是，存在接收性能劣化的问题。
这里，使用发送-接收间的隔离度(Isolation)(以下简称为隔离度)，作为表示从发送电路输入到发送端子Tx的发送信号中泄漏到接收滤波器83侧并到达接收端子Rx的发送-接收间泄漏信号可被抑制的程度的值。
在图18所示的双工器81中，连接在接收端子Rx和接收电路92之间的平衡输出滤波器91承担改善该隔离度的作用。另外，作为其他的示例，公开了为去除天线分波器内不必要的电磁耦合而设置屏蔽电极的结构，该不必要的电磁耦合是造成发送信号从发送电路向接收电路泄露的原因之一。
【发明内容】
然而，设置上述平衡输出滤波器91或屏蔽电极会导致部件数增加，变复杂，成本变高。如此在现有的双工器中，难以在避免部件数增加、变复杂的同时改善隔离度。
因此，本发明的目的在于在避免部件数增加、变复杂的同时改善双工器的隔离度。
本发明的双工器包括：接收滤波器，所述接收滤波器使接收频带的接收信号通过；发送信号端子，所述发送信号端子用于输入与所述接收频带不同的发送频带的发送信号；公共端子，所述公共端子用于进行所述接收频带的接收信号的输入和所述发送频带的发送信号的输出；以及混合器，所述混合器具有多个一侧端子和多个另一侧端子，并且对从所述一侧端子中的一个端子输入的信号进行具有相位差的分割并输出至另一侧端子；其中，所述公共端子和发送信号端子分别与所述一侧端子连接，所述另一侧端子与所述接收滤波器连接。
根据上述结构，从发送信号端子输入到混合器的一侧端子中的一个端子的发送频带的发送信号具有相位差分别被传递到接收滤波器侧的多个另一侧端子，但其中与接收滤波器地通带不同的分量在所述另一侧端子上反射。此时，在另一侧端子的每一个上反射的信号中被传递到与发送信号端子连接的一侧端子上的信号的相位变成反相位而被抵消，但是被传递到与公共端子连接的一侧端子上的信号的相位为同相位。因此，从发送信号端子输入的信号几乎都从公共端子输出。
另一方面，从公共端子输入到混合器的接收频带的信号具有相位差地向接收滤波器侧的多个另一侧端子输出。另外，从所述信号端子输入并泄漏到接收滤波器的发送信号、即发送-接收间泄漏信号具有相位差地向接收滤波器侧的多个另一侧端子输出。此时，根据混合器的性质，从公共端子输入并分别输出到多个另一侧端子的信号的相位差与从发送信号端子输入并分别输出到多个另一侧端子的信号的相位差相位偏移的方向相反。如此，从多个另一侧端子分别输出的信号的相位的偏移方向根据是来自公共端子的接收信号还是来自发送信号端子的发送-接收间泄漏信号而不同。因此，可分离来自公共端子的接收信号和来自发送信号端子的发送-接收间泄漏信号，可改善隔离特性。
根据本发明，能够在避免部件数的增加、变复杂的同时能够改善双工器的隔离特性。
【附图说明】
图1是示出第一实施方式的双工器的概要结构的图；
图2A是示出集总常数型90°混合器的电路结构示例的图；
图2B是示出集总常数型90°混合器的另一电路结构示例的图；
图2C是示出集总常数型90°混合器的又一电路结构示例的图；
图3是示出用于发送滤波器或接收滤波器的滤波器的电路结构示例的图；
图4A是示出移相器的电路结构示例的图；
图4B是示出移相器的另一电路结构示例的图；
图4C是示出移相器的又一电路结构示例的图；
图4D是示出移相器的再一电路结构示例的图；
图5A是示意性地示出双工器中的发送信号的流动的图；
图5B是示意性地示出双工器中的接收信号的流动的图；
图5C是示意性地示出双工器中的发送-接收间泄漏信号的流动的图；
图6A是示出双工器的发送滤波器以及接收滤波器的频率特性的曲线图；
图6B是示出双工器的隔离特性的曲线图；
图7是示出第一实施方式中的双工器的结构的变形例的图；
图8是示出第二实施方式中的双工器的电路结构的图；
图9A是示意性地示出双工器中的发送信号的流动的图；
图9B是示意性地示出双工器中的接收信号的流动的图；
图9C是示意性地示出双工器中的发送-接收间泄漏信号的流动的图；
图10A是示出双工器的发送滤波器以及接收滤波器的频率特性的曲线图；
图10B是示出双工器的隔离特性的曲线图；
图11A是示出将图1所示的双工器的两个接收滤波器4a、4b替换成平衡型滤波器4c的结构的图；
图11B是将图8所示的双工器的两个接收滤波器4a、4b替换成平衡型滤波器4c的结构的图；
图11C是由梯形SAW滤波器构成的平衡型滤波器4c的电路结构图；
图12是示出将双工器安装到陶瓷基板上时的构造的图；
图13是示出将双工器安装到陶瓷基板上时的其他构造的图；
图14是示出将双工器安装到印制基板上时的构造的图；
图15是示出将双工器安装到印制基板上时的其他构造的图；
图16是示出将双工器安装到压电基板上时的构造的图；
图17是示出包含双工器的通信设备30的概要结构的图；
图18是示出现有的双工器的结构的图。
【具体实施方式】
在本发明的实施方式中，所述混合器将从所述一侧端子中的一个端子输入的信号以90度的相位差输出至另一侧端子，并且，双工器还包括移相器，所述移相器将从所述公共端子输入到所述混合器并从所述另一侧端子中的每一个以90度的相位差输出的接收信号中的至少一个移相，以使所述相位差变成180度。
由此，从公共端子输入并从多个所述另一侧端子分别输出的接收信号通过移相器而相位差变成180度(变成反相位)，并作为差动信号从所述另一侧端子输出。另一方面，由于从发送信号端子输入并从多个所述另一侧端子分别输出的发送-接收间泄漏信号的相位偏移方向与接收信号的相位偏移方向相反，因此通过移相器相位差变成0度(同相位)。因此，从另一侧端子输出的泄漏信号的差动振幅极小。即，在从另一侧端子输出的差动信号的差动振幅中，几乎不包含发送-接收间泄漏信号的分量，而是接收信号的分量占大部分。因此，不需要追加平衡型滤波器等用于输出差动信号的元件就能够改善隔离度。并且，可输出与单端信号相比抗噪能力强的差动信号。
本发明实施方式中的双工器还包括第二混合器，所述第二混合器具有多个一侧端子和多个另一侧端子，并且对从所述一侧端子中的一个端子输入的信号进行具有相位差的分割并输出至另一侧端子，所述混合器的所述另一侧端子和所述第二混合器的所述一侧端子经由所述接收滤波器分别连接，所述第二混合器的剩余的另一侧端子中的一个端子与终端电阻连接，所述终端电阻与下述信号以同相位被传递到的第二混合器的所述另一侧端子连接，所述信号是从所述发送信号端子输入到所述混合器的所述一侧端子中的一个端子并从所述混合器的另一侧端子具有相位差分别输出、然后通过接收滤波器分别进入到所述第二混合器的所述一侧端子上的发送信号。
根据上述结构，从公共端子输入到所述混合器并从多个所述另一侧端子具有相位差被输出的接收信号经由接收滤波器分别输入到第二混合器的多个一侧端子中。并且，该接收信号以反相位到达第二混合器的另一侧端子中的一个端子，并且以同相位到达第二混合器的另一侧端子中的其他端子。另一方面，从所述发送信号端子输入到所述混合器并且以与接收信号反向的90度的相位差从所述另一侧端子输出的发送-接收间泄漏信号经由接收滤波器输入到所述第二混合器中，并且以同相位到达第二混合器的另一侧端子中的一个端子，以反相位到达第二混合器的另一侧端子中的其他端子。其结果是，从第二混合器的另一侧端子中的其他端子输出几乎不包含发送-接收间泄漏信号的接收信号。由此，改善了隔离特性。
在本发明的实施方式中，所述混合器也可以由集成无源元件构成，所述集成无源元件、所述接收滤波器以及所述发送率波器也可以安装在同一基板上。另外，具备上述双工器的模块或者通信设备也被包含在本发明的实施方式中。
[第一实施方式]
图1是示出第一实施方式涉及的双工器的概要结构的图。双工器1包括：混合器(hybrid)3、发送滤波器2、接收滤波器4a、4b、以及移相器5。在双工器1中，混合器3的端子1作为公共端子Ant。在混合器3的端子4和发送端子(发送信号端子)Tx之间连接有发送滤波器2。在混合器3的端子2和接收端子Rx1之间连接有接收滤波器4a。在混合器3的端子3和接收端子Rx2之间连接有接收用滤波器4b和移相器5。移相器5具有使信号的相位延迟90°的功能。
发送滤波器2的通过频率以及接收滤波器4a、4b的通过频率根据双工器1的用途来设定，这些通过频率互不相同。接收滤波器4a的通过频率和接收滤波器4b的通过频率被设定得几乎相同。
根据该结构，从公共端子Ant经由端子1进入到混合器3中的接收信号通过接收用滤波器4a、4b并从接收端子Rx1和接收端子Rx2被平衡输出。另外，从发送端子Tx输入的发送信号通过发送滤波器2经由端子4进入混合器3，然后从端子1输出并输出至公共端子Ant。即，双工器1是以接收端子Rx1和接收端子Rx2为平衡端子的平衡输出型双工器。
双工器1例如被用作以便携式电话为代表的移动通信设备或无线通信设备的双工器。这样的移动通信设备或无线通信设备包括：天线、处理要从天线送出的发送信号的发送电路、处理由天线接收的接收信号的接收电路。双工器1的公共端子Ant连接在天线上，发送端子Tx连接在发送电路上，接收端子Rx1、RX2连接在接收电路上。
这里，对混合器3进行说明。在本实施方式中，混合器3采用公知的90°混合器(也被称为90°3dB混合耦合器或者90°3dB耦合器)。混合器3是具有端子1～4的四个端子的电路元件，并且在各端子1～4被无反射端接时，具有从任一端子输入的信号被等功率分配并以90°的相位差传递到剩余的3个端子中的两个端子上的性质。在混合器3被安装的状态下，各端子1～4并不需要始终为无反射终端。
以下，将端子1～4中输入信号的端子称为“输入端子”、输出该信号的两个端子分别称为“输出端子1”、“输出端子2”、剩余的端子称为“隔离端子”。即，当向输入端子输入信号时，从输出端子1和输出端子2输出被等功率分配了的信号。此时，输出端子2的输出信号的相位比输出端子1输出的输出信号的相位滞后90°。另外，输入到输入端子的信号几乎不从隔离端子输出。
混合器3具有电气对称的构造，因此不管端子1～4中的哪一个成为输入端子，其他两个端子成为输出端子1、2，并且剩余的端子起到隔离端子的作用。例如，当端子1为输入端子时，端子2、3成为输出端子1、2，并且端子4成为隔离端子，而当端子2为输入端子时，端子1、4成为输出端子1、2，并且端子3成为隔离端子。
图1的双工器1在将公共端子Ant作为混合器3的输入端子的情况下，可以说具有隔离端子与发送滤波器2连接、输出端子1、输出端子2与接收滤波器4a、4b连接的结构。
混合器3既可以采用分布常数型的分支线耦合器，也可以采用由电感器和电容器构成的集总常数型90°混合器。在图2A、2B以及2C中，示出了集总常数型90°混合器的电路结构示例。
在图2A所示的示例中，在端子1～4中的每一个上连接有一端被接地的电容器11g。另外，端子1、2之间以及端子3、4之间分别经由电感器9g连接，端子1、4之间以及端子2、3之间分别经由电容器11h连接。在图2B所示的示例中，端子1、2之间、端子2、3之间、端子3、4之间、以及端子1、4之间分别经由电感器9g连接。在图2C所示的示例中，端子1、2之间、端子2、3之间、端子3、4之间、以及端子1、4之间分别经由电容器11i连接。并在端子1～4中的每一个上连接有一端被接地的电感器9h。如图2A～2C所示，集总常数型90°混合器的电路结构为左右对称且上下对称的电路结构。但集总常数型90°混合器的电路结构不限于图2A～2C所示的示例。
本发明中使用的混合器3不限于上述的示例。混合器3例如可以使用如下混合器，其至少具有四个端子，并且在将所述四个端子无反射端接的情况下，具有将从任一个端子输入的信号以90°的相位差传递到剩余的端子中的两个端子上的功能。例如，混合器所具有的端子数不限于上述的四个。另外，输入到混合器中的信号被输出时的相位差在实际的电路中有时也不需要毫无误差地为90度。相位差也可以存在误差，只要其程度能够毫无问题地完成后述的动作。另外，只要能够实现下述动作，混合器的结构也不限于相位差为90度的结构或四端子电路。
以上是对混合器3的说明。作为其他的结构要素的发送滤波器2、接收滤波器4a、4b、移相器5可以使用公知的。
图3是示出能够使用于发送滤波器2或接收滤波器4a、4b的滤波器的电路结构示例的图。图3所示的滤波器是由在输入端子In和输出端子Out之间串联连接的串联谐振器7a、7b、7c以及并联连接的并联谐振器8a、8b构成的梯形滤波器。串联谐振器7a、7b、7c和并联谐振器8a、8b可采用：表面声波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器、边界波谐振器、压电薄膜谐振器(FBAR：Film Bulk Acoustic Resonator)、SMR(SolidMounted Resonator，固态装配型谐振器)、或者陶瓷滤波器。在图3所示的示例中，使用了单端口SAW谐振器。
图4A、4B、4C、以及4D是示出移相器5的电路结构的图。图4A所示的移相器包括：串联连接在输入端子In和输出端子Out之间的电感器9a；以及并联连接在输入端子In和输出端子Out之间的两个电容器11a、11b。图4B所示的移相器包括：串联连接在输入端子In和输出端子Out之间的两个电感器9b、9c；以及并联连接在输入端子In和输出端子Out之间的电容器11c。图4A和图4B所示的移相电路例如可使用使从输入端子In输入的信号的相位滞后90°后从输出端子Out输出的滞后移相型移相器。
图4C所示的移相器包括：串联连接在输入端子In和输出端子Out之间的电容器11d；以及并联连接在输入端子In和输出端子Out之间的两个电感器9d、9e。图4D所示的移相器包括：串联连接在输入端子In和输出端子Out之间的两个电容器11e、11f；并联连接在输入端子In和输出端子Out之间的电感器9f。图4C和图4D所示的移相器例如可以使用使从输入端子In输入的信号的相位超前90°后从输出端子Out输出的超前移相型移相器。
移相器的具体结构不限于图4A～4D，也可以使用其他公知的移相器。另外，图4A～4D所示的移相器也可以通过组合线圈、电容器等集总常数型元件和带状线、微带线等分布常数型元件来构成。图4A～4D所示的移相器也可以由片式电容器和片式线圈构成，也可以使用IPD(Integrated passive device，集成无源元件)来构成。
接下来，利用图5A～5C来说明双工器1的动作。图5A是示意性地示出双工器中的发送信号的流动的图。从发送电路(未图示)输入到发送端子Tx的发送频率的发送信号通过发送滤波器2被输入到混合器3的端子4。从端子4输入的发送信号被等功率分配后从端子2和端子3输出，并分别到达接收滤波器4a、4b。这里，根据混合器3的相位特性，从端子4输入并从端子2输出的信号的相位比从端子4输入并从端子3输出的信号的相位滞后90°。
从这些端子2和端子3输出的信号的频率为发送频率，而不是接收滤波器4a、4b的通过频率，因此其几乎全部都在接收滤波器4a、4b的入口(即，端子2和端子3)反射。反射后的两个信号分别从端子2和端子3再次进入混合器3，并分别被等功率分配到端子1和端子4。此时，从端子2到达端子4的信号的相位比从端子2到达端子1的信号滞后90°。同样地，从端子3到达端子1的信号的相位比从端子3到达端子4的信号滞后90°。
这里，当观察到达端子1的反射信号时，经端子4→端子2→端子4(虚线路径)到达的信号和经端子4→端子3→端子4(实线路径)到达的信号之间的相位差为0°(同相位)。另一方面，当观察到达端子4的反射信号时，经端子4→端子3→端子4(实线路径)到达的信号和经端子4→端子2→端子4(虚线路径)到达的信号之间的相位差为180°(反相位)，相互抵消。因此，在端子2和端子3反射的信号不从端子4输出，而只从端子1输出。即，在端子2和端子3反射的信号的能量几乎都被输出到端子4。由此，输入到发送端子Tx的发送频率的发送信号大部分从端子Ant向天线(未图示)输出。
图5B是示意性地示出双工器中的接收信号的流动的图。输入到公共端子Ant的接收频率的接收信号从端子1被输入到混合器3中。输入的接收信号被等功率分配并从端子2和端子3输出。这里，根据混合器3的相位特性，从端子1输入并从端子3输出的信号(图中的虚线路径)的相位比从端子1输入并从端子2输出的信号(图中的实线路径)的相位滞后90°。从混合器3的端子2和端子3输出的接收频率的信号分别通过接收滤波器4a、4b。
通过了接收滤波器4a的信号到达接收端子Rx1。另一方面，通过了接收滤波器4b的信号通过移相器5相位被滞后90°后到达接收端子Rx2。因此，从公共端子Ant输入的接收信号中，经由端子1→端子3→接收滤波器4b→移相器5(虚线路径)到达接收端子Rx2的信号的相位比经由端子1→端子2→接收滤波器4a(实线路径)到达接收端子Rx1的信号的相位滞后180°。因此，从公共端子Ant输入的接收信号被等功率分配、并以180°的相位差(反相位)分别从接收端子Rx1和接收端子Rx2输出。即，进入到公共端子Ant的接收信号作为差动(平衡)信号从接收端子Rx1和接收端子Rx2输出。此时，接收信号的波形以差动信号的差动振幅表现。
图5C是示意性地示出发送-接收间泄漏信号的流动的图。输入到发送端子Tx的发送信号从端子4被输入混合器3中，并且在混合器3中被等功率分配后分别到达端子2和端子3。这里，根据混合器3的相位特性，从端子4输入并到达端子2的信号(图中的虚线路径)的相位比从端子4输入并到达端子3的信号(图中的实线路径)的相位滞后90°。
这里，到达混合器3的端子2和端子3的信号中存在通过接收滤波器4a、4b的分量，即发送-接收间泄漏信号。由于在接收滤波器4b的输出侧插入了使相位滞后90°的移相器5，因此通过了接收滤波器4b的信号的相位滞后90°。因此，从发送端子Tx输入并到达接收端子Rx1的发送-接收间泄漏信号以及到达接收端子Rx2的发送-接收间泄漏信号变成同相位。因此，根据从接收端子Rx1和接收端子Rx2输出的发送-接收间泄漏信号分量的差动振幅变得极小。
通过上述的动作，输入到公共端子Ant的接收信号以180°的相位差(反相位)从接收端子Rx1和接收端子Rx2输出。另一方面，从发送端子Tx输入并向接收滤波器4a、4b泄漏的发送-接收间泄漏信号以0°的相位差(同相位)从接收端子Rx1和接收端子Rx2输出。因此，从接收端子Rx1和接收端子Rx2输出的差动信号中，发送-接收间泄漏信号被相互抵消，只显现接收信号的分量。其结果是，大幅度改善了隔离度，实现了超高隔离度。
图6A和图6B是示出图1所示的双工器1的特性的仿真结果的曲线图。在图6A和图6B的曲线图中，粗线表示本实施方式的双工器1的特性，细线表示图18所示的双工器81的仿真特性。图6A是示出双工器1的发送滤波器2以及接收滤波器4a、4b的频率特性的曲线图。该曲线图的纵轴表示插入损失(单位为dB)，横轴表示频率(单位为MHz)。在图6A的曲线图中，双工器1的发送滤波器2和接收滤波器4a、4b的特性几乎与现有的双工器81的特性相同。
图6B是示出双工器1的隔离特性的曲线图。该曲线图的纵轴表示插入损失(单位为dB)、横轴表示频率(单位为MHz)。从图6B的曲线图可知，在发送频带和接收频带，双工器1的隔离度比现有的双工器81改善了20dB～30dB。即，可知双工器1能够实现80dB以上的超高隔离度。
如上所述，根据本实施方式，不需要追加平衡输出滤波器等部件就能够大幅度改善隔离度。即，在图18所示的双工器81中，发送端子Tx-接收端子Rx之间的隔离度水平在发送和接收频带中约为50dB左右。该50dB的隔离度水平没有到达所要求的水平，因此需要在双工器的接收端子Rx追加具有20dB左右衰减量的平衡输出滤波器91。与此相对，图1所示的双工器1由于将隔离度水平改善至所要求的水平，因此不需要追加新的部件。
另外，双工器1不需要追加平衡输出滤波器等部件也能够将接收信号作为输出差动(平衡)信号来输出。以往，FBAR滤波器原理上难以进行平衡输出，但在本实施方式的双工器1中，如果将FBAR用作发送滤波器2或接收滤波器4a、4b，则能够实现使用了FBAR的平衡输出型双工器。
另外，用于达到上述效果的结构不限于图1所示的双工器1的结构。图7是示出本实施方式中的双工器的结构的变形例的图。双工器1a在接收滤波器4a和接收端子Rx1之间设置了移相角为90°的超前移相型移相器51。即，在混合器3中，使相位超前90°的移相器51被设置在接收滤波器4a的输出端子Rx1侧，该接收滤波器4a被连接在输出接收信号的输出端子(端子2、端子3)中从其所输出的接收信号的相位超前90°的那一个端子上。
此时，从公共端子Ant输入的接收信号也以180°的相位差(反相位)分别从接收端子Rx1和接收端子Rx2输出，从发送滤波器2流向接收滤波器4a、4b的发送-接收间泄漏信号以同相位(0°的相位差)分别从接收端子Rx1和接收端子Rx2输出。因此，图7所示结构的双工器1a也能够获得与图1所示的双工器1同样的效果。
[第二实施方式]
图1是示出第二实施方式的双工器10的电路结构的图。在图8中，对于与图1相同的部分标注了相同的标号。在图8所示的双工器10中，在接收滤波器4a和接收滤波器4b的接收端子侧还连接有混合器31。混合器31是具有与混合器3相同的功能的90°混合器，并具有端子5、端子6、端子7以及端子8。端子5连接在接收滤波器4a上，端子8连接在接收滤波器4b上。端子6连接在接收端子Rx1上，端子7连接在接收端子Rx2上。
在与混合器31的端子6连接的接收端子Rx1上连接有终端电阻12。由此，接收端子Rx1被无反射端接。因此，接收端子Rx2成为单端的输出端子。根据该结构，实现了单端双工器。
接下来，利用图9A～9C来说明双工器10的动作。图9A是示意性地示出双工器10中的发送信号的流动的图。图9A所示的发送信号的流动与图5所示的发送信号的流动相同。从端子4输入的发送频率的发送信号几乎全部在端子2和端子3反射，并从端子1输出。因此，输入到发送端子Tx的发送频率的发送信号几乎都从公共端子Ant向天线(未图示)输出。
图9B是示意性地示出双工器10中的接收信号的流动的图。输入到公共端子Ant的接收频率的接收信号从端子1输入到混合器3中。输入的接收信号被等功率分配并从端子2和端子3输出。这里，从端子1输入并从端子3输出的信号(图中的虚线路径)的相位比从端子1输入并从端子2输出的信号(图中的实线路径)的相位滞后90°。
从混合器3的端子2和端子3输出的接收信号通过接收滤波器4a、4b，并分别从端子5和端子8输入到混合器31中。输入到端子5的接收信号被等功率分配后到达端子6和端子7。此时，端子7的接收信号的相位比端子6的接收信号的相位滞后90°。输入到端子8的接收信号被等功率分配后到达端子6和端子7。此时，端子6的接收信号的相位比端子7的接收信号的相位滞后90°。
这里，如果总的来看到达端子6的接收信号，则经端子1→端子2→接收滤波器4a→端子5→端子6的路径(实线路径)到达的信号的相位和经端子1→端子3→接收滤波器4b→端子8→端子6的路径(虚线路径)到达的信号的相位成为反相位(相位差为180°)。因此，这些到达端子6的接收信号相互抵消。
另一方面，如果总的来看到达端子7的接收信号，则经端子1→端子2→接收滤波器4a→端子5→端子7的路径(实线路径)到达的信号的相位和经端子1→端子3→接收滤波器4b→端子8→端子7的路径(虚线路径)到达的信号的相位成为同相位(相位差为0°)。这些到达端子6的接收信号相增强。因此，输入到公共端子Ant的接收频率的接收信号的能量几乎都被传递到端子7。
图9C是示意性地示出发送-接收间泄漏信号的流动的图。输入到发送端子Tx的发送信号在混合器3中被等功率分配并分别到达端子2和端子3。这里，到达端子2的信号(图中的虚线路径)的相位比到达端子3输出的信号(图中的实线路径)的相位滞后90°。
这里，到达混合器3的端子2和端子3的信号中存在通过了接收滤波器4a以及接收滤波器4b的分量，即发送-接收间泄漏信号。通过了接收滤波器4a的发送-接收间泄漏信号从端子5进入混合器31，并被等功率分配到端子6和端子7。此时，端子7的发送-接收间泄漏信号的相位比端子6的发送-接收间泄漏信号的相位滞后90°。通过了接收滤波器4b的发送-接收间泄漏信号从端子8进入混合器31，并被等功率分配到端子6和端子7。此时，端子6的发送-接收间泄漏信号的相位比端子7的发送-接收间泄漏信号的相位滞后90°。
这里，如果总的来看到达端子6的发送-接收间泄漏信号，则经端子4→端子3→接收滤波器4b→端子8→端子6的路径(实线路径)到达的信号的相位和经端子4→端子2→接收滤波器4a→端子5→端子6的路径(虚线路径)到达的信号的相位成为同相位(相位差为0°)。因此，这些到达端子6的接收信号相增强。
另一方面，如果总的来看到达端子7的发送-接收间泄漏信号，则经端子4→端子3→接收滤波器4b→端子8→端子7的路径(实线路径)到达的信号的相位和经端子4→端子2→接收滤波器4a→端子5→端子7的路径(虚线路径)到达的信号的相位成为反相位(相位差为180°)。这些到达端子6的接收信号相互抵消。
因此，输入到公共端子Ant的接收频率的接收信号的能量几乎都被传递到端子7。传递到端子7的发送-接收间泄漏信号的能量被终端电阻12消耗。即，到达至端子7的发送-接收间泄漏信号不在端子7反射而是流入终端电阻12，因此不会再次进入混合器31。
根据上述动作，输入到公共端子Ant的接收信号从接收端子Rx2输出。另一方面，从发送端子Tx输入并向接收滤波器4a、4b泄漏的发送-接收间泄漏信号被作为无反射终端的接收端子Rx1吸收。即，从作为单端输出端子的接收端子Rx2输出不包含发送-接收间泄漏信号的接收信号，因此能够大幅度改善隔离度。
图10A和图10B是示出图8所示的双工器10的特性的仿真结果的曲线图。在图10A和图10B的曲线图中，粗线表示本实施方式的双工器10的特性，细线表示图18所示的双工器81的仿真特性。图10A是示出双工器10的发送滤波器2以及接收滤波器4a、4b的频率特性的曲线图。该曲线图的纵轴表示插入损失(单位为dB)、横轴表示频率(单位为MHz)。在图10A的曲线图中，双工器10的发送滤波器2和接收滤波器4a、4b的特性几乎与现有的双工器81的特性相同。
图10B是示出双工器10的隔离特性的曲线图。该曲线图的纵轴表示插入损失(单位为dB)、横轴表示频率(单位为MHz)。从图10B的曲线图可知，在发送频带和接收频带，双工器10的隔离度比现有双工器81改善了20dB～30dB。即，可知双工器10能够实现90dB以上的超高隔离度。根据本实施方式，不需要追加平衡输出滤波器等部件就能够大幅度改善隔离度。
另外，本实施方式的双工器10是大幅度改善了隔离度的单端型双工器。因此，通过在双工器10的接收端子Rx2侧连接平衡-非平衡转换器(巴伦)，能够实现隔离度充分得到改善的平衡输出型双工器。由此，与图18所示的使用了平衡输出型滤波器的平衡输出型双工器相比，能够实现设备的小型化并降低成本。
在图1和图8所示的双工器1、10的结构中，接收滤波器采用了两个单端滤波器(接收滤波器4a、4b)。但接收滤波器的实施方式不限于此，例如如图11A以及图11B所示，也可以采用一个平衡型滤波器4c作为接收滤波器。
图11A是示出将图1所示的双工器1的两个单端滤波器(接收滤波器4a、4b)替换成平衡型滤波器4c的结构的图。图11B是将图8所示的双工器10的两个单端滤波器(接收滤波器4a、4b)替换成平衡型滤波器4c的构成的图。在图11A和图11B所示的结构中，也可获得与将两个单端滤波器用作接收滤波器4的情况同样的改善隔离度的效果。
平衡型滤波器4c可采用双模式的表面声波滤波器(SAW滤波器)或边界波滤波器、或者梯形或格形的表面声波滤波器、边界波滤波器、FBAR滤波器等。
图11C是由梯形SAW滤波器构成的平衡型滤波器4c的电路结构图。在图11C所述的平衡型滤波器4c中，在输入端子In1和输出端子Out1之间串联连接有串联谐振器7d、7e、7f。另外，在输入端子In2和输出端子Out2之间串联连接有串联谐振器7g、7h、7i。并且并联谐振器8c、8d并联连接在输入端子In1-输出端子Out1间的线路以及输入端子In2-输出端子Out2间的线路上。串联谐振器7d～7i和并联谐振器8c、8d例如可使用单端口SAW谐振器。但平衡型滤波器4c的电路结构不限于图11C所述的电路结构。
本发明所使用的两个混合器不限于本实施方式的混合器3、31。即，混合器(第一混合器和第二混合器)可采用以下电路：其至少具有四个端子，并具有将从任一个端子输入的信号以90°的相位差传递到剩余端子中的至少两个端子上的功能。第一混合器的第一端子与公共端子连接，第四端子与发送信号端子连接，第二端子和第四端子分别经由接收滤波器与第二混合器的两个端子连接。并且，在混合器的剩余端子中的至少一个上连接有终端电阻。终端电阻被连接在从所述发送信号端子输入到所述第一混合器的第四端子的发送信号经由接收滤波器、第二混合器并以同相位被传递到的端子上。根据该结构，如上所述，可大幅度改善隔离度。混合器的电路结构只要是能够实现上述动作的结构即可，并不限于四端子的结构或者具有90°相位差的结构。
[双工器的安装示例]
下面，对上述第一实施方式中的双工器的安装示例进行说明。下述的安装示例仅为举例说明，双工器的安装方式不限于此。
(安装示例1)
图12是示出将图1所示的双工器1安装在陶瓷基板时的构造的图。在图12所示的示例中，混合器3a和移相器5a以分布常数型形成在陶瓷基板13上。
具体来说，混合器3a是由在陶瓷基板13上分别连接端子1和2、端子2和3、端子3和4、端子1和4的分布常数线路来形成的分支线耦合器。分支线耦合器的结构不限于图12。例如，为了节省空间，也可以将连接各端子1～4的分布常数线路弯曲来形成。另外，也可以构成追加分布常数线路以扩大可用频带的结构。另外，分布常数线路也可以形成在陶瓷基板的内层。
移相器5a由在陶瓷基板13上蛇形延伸的微带线形成。发送滤波器2和接收滤波器4a、4b例如采用边界波滤波器。该边界波滤波器通过倒装焊接被安装在陶瓷基板13上。
(安装示例2)
图13是示出将图7所示的双工器1a安装在陶瓷基板13时的构造的图。图13所示的混合器3b和移相器5b使用集总常数元件构成(是集总常数型)。具体来说，混合器3b和移相器5b通过形成在陶瓷基板13的表面上的IPD(集成无源元件)来实现。
混合器3b的IPD中集成有：分别连接在端子1、2之间以及端子3、4之间的两个电感器芯片9g、分别连接在端子1、3之间以及端子2、3之间的两个电容器芯片11h、分别连接在端子1、2、3、4与接地端子之间的电容器11g。该混合器3b的电路结构相当于图2A所示的电路结构。
移相器5b的IPD中集成有：设置在输入端子In-输出端子Out间的线路上的电容器11d以及连接在所述线路与接地端子之间的电感器9d、9e。该移相器5b的电路结构相当于图4C所示的电路结构。
这些IPD通过倒装焊接被安装在陶瓷基板13上。发送滤波器2和接收滤波器4a、4b例如由边界波滤波器形成，并且被安装在陶瓷基板13上。如上所述，通过将IPD类型的混合器3b形成在作为绝缘基板的陶瓷基板13的表面上，并且在该陶瓷基板13上形成发送滤波器2、接收滤波器4a、4b以及移相器5b，能够将双工器1a安装在基板上。由此，双工器1a成为紧凑的模块。另外也可以将双工器1a安装在一个封装中。
(安装示例3)
图14是示出将图11A所示的双工器安装在印制基板14时的构造的图。在图14所示的示例中，混合器3c和移相器5c分别由芯片部件构成。混合器3c例如由芯片类型的叠层混合耦合器构成。该叠层混合耦合器焊接安装在印制基板14上。叠层混合耦合器也可以使用市场上销售的。
移相器5c由设置在平衡型滤波器4c和接收端子Rx2之间的线路上的电感器芯片9a、和连接在所述线路与地之间的电容器芯片11a、11b形成。这些电感器芯片9a以及电容器芯片11a、11b焊接安装在印制基板14上。移相器5c的电路结构相当于图4A所示的电路结构。
发送滤波器2和平衡型滤波器4c例如由边界波滤波器形成，并且通过倒装焊接被安装在印制基板14上。由此能够将双工器安装在一个印制基板14上。
(安装示例4)
图15是示出将图11A所示的双工器安装在印制基板14时的构造的图。在图15所示的示例中，混合器3d是由芯片类型的集总常数元件构成。即，混合器3d包括：分别连接在端子1、2之间以及端子3、4之间的电感器芯片9g、9b；分别连接在端子1、3之间以及端子2、3之间的电容器芯片11h、分别连接在端子1、2、3、4与地之间的电容器11g。该混合器3d的电路结构相当于图2A所示的电路结构。该移相器5d、发送滤波器2、平衡型滤波器4c都与图14所示安装示例相同。
图16是示出将图7所示的双工器1a安装在压电基板15时的构造的图。发送滤波器2和接收滤波器4a、4b由形成在压电基板15上的边界波滤波器实现。并且，混合器3e和移相器5e通过在压电基板15上配置集总常数元件来形成。具体来说，混合器3e由IPD类型的电感器9g和IPD类型的电容器11g、11h形成。该混合器5e的电路结构相当于图4A所示的电路结构。该移相器5e也由IPD类型的电感器9d、9e以及电容器11d形成。该移相器5e的电路结构相当于图4C所示的电路结构。通过这样的结构，能够用一个芯片实现隔离特性优异的平衡输出型双工器。
如上述安装示例所示，可通过简单的结构来实现隔离特性优异的双工器。因此，可获得在避免部件数增加、变复杂、成本变高的同时达到了所要求的隔离度水平的平衡输出型双工器。另外，不限于平衡输出类型，例如，如图8所示的单端型双工器也可以如上述安装示例那样安装。
[包含双工器的通信设备]
图17是示出包含上述双工器1的通信设备30的概要结构的图。在图17所示的通信设备30中，双工器1的公共端子Ant与天线16连接。双工器1的接收端子Rx经由低噪声放大器LNA与RFIC 21连接。在图17中，为了使附图便于观察，用一个接收端子Rx表示了接收端子Rx1和RX2。即，从接收端子Rx输出差动信号。另外，双工器1的发送端子Tx经由功率放大器PA、Tx滤波器20与RFIC 21连接。RFIC 21与基带IC 22连接。
天线16所接收的接收信号从公共端子Ant进入双工器1，并从接收端子Rx差动输出(平衡输出)。接收信号通过低噪声放大器LNA放大后进入RFIC 21。另外，从RFIC 21输出的接收信号通过Tx滤波器20并被功率放大器PA放大，进入双工器1，并向天线16输出。
RFIC 21中集成有包含用于处理从接收端子输入到的接收信号的接收电路以及用于处理要从天线输出的发送信号的发送电路的电路。RFIC 21由半导体芯片以及其他部件构成。
另外，基带IC 22也由半导体芯片以及其他部件构成。基带IC 22中集成有用于将从包含在RFIC 21中的接收电路获取的接收信号转换成音频信号或分组数据的电路、以及将音频信号或分组数据转换成发送信号并输出给RFIC 21中所包含的发送电路的电路。
图中虽没有示出，但基带IC 22例如与扬声器、显示器等输出设备连接，从而能够输出在基带IC 22中基于接收信号转换的音频信号或分组数据并使通信设备30的用户识别。另外，通信设备30所具有的麦克风、按键等输入设备也与基带IC 22连接，从而构成了通过基带IC 22可将用户输入的声音或数据转换成发送信号的结构。
也可以将图17所示的双工器1、功率放大器PA、Tx滤波器行程在一个基板上或封装内，并作为发射模块19来制造并销售。另外，也可以将双工器1、功率放大器PA、Tx滤波器20、低噪声放大器LNA、RFIC 21作为一个模块来制造并销售。除此之外，包括双工器1的各种结构的模块也被包含在本发明的实施方式中。
如上所述，在图17所示的通信设备30中，由于使用具有优异的隔离特性的双工器1，因此不需要在接收端子Rx侧追加平衡输出型滤波器等部件，也可获得抑制了噪声的高质量的接收信号(差动信号)。因此，可实现非线性小且小型化的高性能高频模块以及通信设备。另外，使用包含双工器1之外的上述双工器的模块以及通信设备，也能够获得同样的效果。