传输带导频符号频分复用时分多址 系统信号的方法和设备 本发明涉及分别根据权利要求1和权利要求5的、基于OFDM/TDMA系统发送信号的发送方法和发送设备，并且还涉及分别根据权利要求9和权利要求12的、接收通过这种发送方法发送的信号的接收方法和接收设备。
结合本发明的图1-4解释基于OFDM/TDMA系统传输信号的传输方法和传输设备。在这种传输方法和设备中，彼此正交的多个副载波1可以分配给可变数目的信道U0、U1...U9，每个信道U0、U1...U9根据要发送的信息包含可变数目的副载波1，如图1-4所示。图1表示十个频道U0、U1...U9地一个组。每个频道U0、U1...U9可以根据要发送的信息包含可变数目的副载波，如图2中信道U0和U1所表示的。信道U0包含多个副载波1，信道U1包含不同于信道U0的几个副载波1。在基于OFDM/TDMA系统发送信号的发送方法和发送设备中，可以根据要发送的信息量给每个信道分配可变数目的副载波1。图2中所示的信道U0包含21个副载波1，而图中所示的信道U1则只包含10个副载波1。因此，信道U0可以按照比信道U0高两倍以上的发送速率发送。在每个信道U0、U1...U9的边缘，放置零功率的单个副载波作为保护带2，以便最小化对邻频段中用户的干扰或满足某种频谱掩模。如果邻频段干扰的影响很小，就不必提供保护带2，而当干扰很厉害时，可以提供多个保护带2。
副载波1是由正交频分复用(OFDM)处理产生的。如图3所示，W(f)所示的波形表示频率轴上的能量，B(Hz)表示两个相邻副载波之间的距离。OFDM处理提供了多副载波系统，其中可以复接的信道数不受其它信道干扰的限制而且可以自由地根据所分配的带宽来确定。通过改变分配给不同信道的副载波数目，可以改变传输速率或实现可变传输速率。各个信道之间的副载波可以很容易地通过滤波器来分开，藉此可以防止S/N特性的恶化。由于OFDM处理用于多副载波调制，不同信道之间就不一定需要保护带S，藉此实现很高的频谱效率。再进一步，因为可以使用快速傅立叶变换，必要的处理就可以快而少。
再进一步，每组信道中的信道数可以改变，如图4所示。在图4中，表示了六个信道U0、U1...U5的一个组。在OFDM/TDMA系统中，一组信道中的信道数可以根据要传递的信息在系统频段中改变。
在已知的而且标准的GSM系统中，使用了称为GMSK的一种单载波频率调制。频道是恒定的而且相邻频道之间的间隔(带宽)是200kHz。FDMA信道的数目是124，使用时分多址(TDMA)支持多个并行连接。GSM系统中的TDMA机制是一个时间帧中8个GSM-时隙。GSM-时隙长度是576.9μs(15/26ms)，如图5所示。正如图5中所看到的，发送的GSM-时隙没有被发送的突发所占满，为了当系统没有很好同步时减少相邻GSM-时隙的干扰。保护段是8,25比特，对应于30,5μs。保护段分成两部分，一部分处于GSM时隙的开始，另一部分处于GSM时隙的结尾。
一个GSM时间帧由8个GSM时隙组成，因此长度为4615,4μs，如图6所示。GSM系统支持慢跳频，在图6中解释。所示的GSM-时隙3是接收时隙。根据GSM-系统的时分双工(TDD)-体制，相应的发送GSM-时隙4在一些时隙之后发送。再进一步，GSM-系统利用频分双工(FDD)-体制，上行链路和下行链路之间相隔45MHz，当接收GSM-时隙3在上行链路频段中发送时，发送GSM-时隙4在相应的上行链路频段中发送，反之亦然。下面接着的接收GSM-时隙5当然在与前面的GSM-时隙3相同的上行链路或下行链路频段中发送，但是根据慢跳频处于不同的频道。以频率和干扰分集的观点来看，跳频与交织过程改善了信号的传输。GSM-系统中通常的交织深度是36,923ms，对应于8×8个GSM-时隙。
当在基站与一个或多个移动站之间发送信号时，移动站在信令波形上引入了多径失真。幅度和相位都由于移动站移动而随信道特性的改变而被破坏。为了进行发送信号的相干检测，需要可靠的信道估计。这可以通过偶尔发送已知数据或所谓导频符号来得到。相应的接收一侧对导频符号中得到的信道信息做插值，以便得到信道估计，均衡所接收的数据信号。因此发送和接收设备都已知导频符号。
因此，本发明的目的是提供一种发送方法和发送设备，基于兼容GSM的OFDM-TDMA-系统发送信号，以及接收这种信号的接收方法和接收设备，以允许在接收侧做可靠的信道估计。
这个目标是通过根据权利要求1的发送方法、根据权利要求5的发送设备、根据权利要求9的接收方法以及根据权利要求12的接收设备来实现的。上述目标也通过根据权利要求15的发送系统来实现。
本发明的有利特性在各个子权利要求中定义。
基于OFDM/TDMA-系统发送信号的发送方法包括如下步骤：
将彼此正交的多个副载波分配给可变数目的信道，每个信道根据所述信号中发送的信息包含可变数目的副载波，
其中，对于具有恒定数目的预定GSM-频道以及恒定数目的预定GSM-时隙组成GSM-帧的GSM-系统中所述信号的发送，多个所述副载波根据所述GSM-频道的带宽来分配，使得多个所得到的单一OFDM/TDMA-时隙与一个或多个单一GSM-时隙匹配，其中导频符号分配给每个第n个副载波，这里n是整数而且n＞1，并
发送所述信号。
根据本发明，基于OFDM/TDMA-系统发送信号的发送设备包括：
分配装置，将彼此正交的多个副载波分配给可变数目的信道，每个信道根据所述信号中发送的信息包含可变数目的副载波，其中，
所述分配装置，对于具有恒定数目的预定GSM-频道以及恒定数目的预定GSM-时隙组成GSM-帧的GSM-系统中所述信号的发送，将多个所述副载波根据所述GSM-频道的带宽分配，使得多个所得到的单一OFDM/TDMA-时隙与一个或多个单一GSM-时隙匹配，并将导频符号分配给每个第n个副载波，这里n是整数而且n＞1，以及
发送所述信号的发送装置。
在所提出的发送系统中，信号在OFDM/TDMA-系统中或基于OFDM/TDMA-系统发送，该系统向后兼容标准的GSM-系统。这个OFDM/TDMA-系统的传输带宽可以与已知的GSM频段相同或不同。分配OFDM/TDMA-系统中相应个数的副载波，使得其带宽与GSM频段的带宽或多个带宽匹配或对应。OFDM/TDMA-系统中形成的信号也可以用这种方式在GSM-系统中发送并/或接收。
根据本发明将导频符号分配给每个第n副载波允许精确而可靠的信道测量，并因此在接收侧得到对接收数据信号的可靠纠正。当多个单一OFDM/TDMA-时隙与单一GSM-时隙匹配时，相邻OFDM/TDMA-时隙中的导频符号最好彼此之间是频率交错的。藉此，在接收侧，既允许信道传递函数的频率插值，也允许时间插值，以保证接收数据信号的可靠纠正。相邻OFDM/TDMA-时隙中的导频符号可以对称地交错，藉此一个导频符号分配给相邻OFDM/TDMA-时隙的两个相应导频符号中间的频率中的副载波。藉此，可以在接收侧基于接收导频符号进行最佳插值，以便估计信道的传递函数。
在本发明的另一个有利的实施例中，对应于所述GSM-频道带宽分配48个所述的副载波，因此所述的2个OFDM/TDMA-时隙匹配一个GSM-时隙，此时n=6或n=8。通过选择这些参数，使用的导频符号个数被最佳化。为信道函数估计而使用导频符号对所发送的信号引入了不能用于传输数据信号的开销，并因此希望导频符号的个数越少越好。另一方面，在接收侧需要较多的导频符号，以保证可靠的信道函数估计，用于接收数据信号的纠正。所提出的参数考虑到这些矛盾的准则定义了最佳选择。再进一步，这些参数是考虑到本发明用于室内环境而选择的，其信道传递函数-例如信道衰减-一般是平坦的曲线。在这种情况下，只有很少的导频符号是可用的估计所必需的。但是在室外环境中，每个传输信道-例如GSM-频道-都必须有较多的导频符号，以便能够进行可用的信道传递函数估计。其原因是在室外环境中，信道传递函数-例如信道衰减-由于多径效应以及移动站的较快移动速度会有很大的变化。因此，必须使导频符号适合每个基站一侧，而且也必须相应地选择发送的导频符号数目。子权利要求4和8中定义的参数在室内环境中特别有用，其信道衰减一般是平坦曲线而且移动站的移动速度相对较低。
在该发送设备和发送方法中，可以选择对应于一个GSM-频道而分配的副载波数目，使几个OFDM/TDMA-时隙映射到一个GSM-时隙，或者几个OFDM/TDMA-时隙映射到几个GSM-时隙，例如，八个GSM-时隙(一个GSM-帧)。在OFDM/TDMA-系统中，一个或多个副载波到时间域的变换产生OFDM/TDMA-时间突发。根据本发明，一个OFDM/TDMA时隙实际上包含一个OFDM/TDMA-时间突发。
OFDM/TDMA-时隙到GSM-时隙映射的一个非常重要的结果是可以得到与标准GSM-系统中相同的交织深度。标准GSM-交织深度是8×8个GSM-时隙(大约36,923ms)。在本发明中，一个或多个OFDM/TDMA-时隙(例如，两个、四个...)映射到一个GSM-时隙。因此，根据本发明的系统，要发送的信息单元可以小于标准GSM-系统。考虑到交织深度这是有好处的。例如，如果两个OFDM/TDMA-时隙映射到一个GSM-时隙，8个OFDM/TDMA-时隙构成一个帧(8-TDMA),8帧的交织深度(与GSM相同)产生的总交织延迟为18,461ms，是GSM-系统中相应的36,923ms总交织延迟的一半。因此，根据本发明系统中信息的传输可以用较小的总延迟得到相同的交织(频率和干扰分集)。16帧的交织深度(大约36,923ms)得到与标准GSM-系统相同的总延迟，但是考虑到传输问题(时间、频率和干扰分集)会更可靠。对于语音信号的传输，由于实时的要求，通常希望较小的交织延迟。例如，对于语音信号的传输，最好是小于40ms的交织深度和短时帧(4-10ms)。对于数据信号的传输，实时要求不是那么重要，因此可以选择较长的交织深度以便改善数据传输的可靠性。
最好是，要发送的信号以对应于8×8个GSM-时隙的总交织延迟来交织。或者，要发送的信号以对应于4×8个GSM-时隙的总交织延迟来交织。
再进一步，分配步骤可以包括如下步骤：产生时钟、调制要发送的信号并根据所述时钟产生所述数目的副载波、将所述副载波转换成时域突发、并通过给每个所述的时域突发加入保护时间、跳变时间和自适应的保护时间来产生所述OFDM/TDMA-时隙。
相应地，分配装置可包括：用来产生时钟的时钟产生装置，用来根据该时钟调制要发送的信号并产生所述数目的付载波的调制装置，用来将所述付载波变换成时间实发的变换装置，以及用来通过加一保护时间、跳变时间和自适应保护时间产生所述OFDM/TDMA的时隙产生装置。
根据另一方面的优势，定义了根据所述GSM-频道带宽分配的副载波数目，使所得到的OFDM/TDMA-时隙很好地与一个或多个单一的GSM-时隙匹配。
在如下描述中，在GSM系统中构成并发送OFDM/TDMA信号。多个OFDM/TDMA副载波分配给标准GSM传输带中的一个或多个GSM频道。但是，本发明不限于这个例子而且OFDM/TDMA传输带可以与GSM传输带不同。在这种情况下，OFDM/TDMA频道不同于GSM频道。但是，OFDM/TDMA系统副载波的分配是使它们的带宽实际上匹配于或对应于GSM频道的带宽或多个带宽，以保证兼容性。
本发明还面向根据权利要求16的发送系统。
在如下详细描述中，通过结合各个附图的优选实施例解释了本发明，其中
图1表示具有可变大小的OFDM/TDMA-系统的第一组信道，
图2更详细地表示图1所示的两个信道，以解释每个信道中可变数目的副载波，
图3更详细地表示图2所示的两个信道中副载波的波形，
图4表示与图1所示的组不同的第二组信道，以解释OFDM/TDMA-系统中可变的组大小，
图5表示标准GSM-时隙的结构，
图6表示标准GSM-帧的结构，以解释标准GSM-系统中TDD和FDD的原理，
图7表示OFDM/TDMA-时隙的一般结构，
图8更详细地表示OFDM/TDMA-时隙的结构，
图9表示根据本发明的发送设备的基本方案，
图10表示根据本发明的接收设备的基本方案，
图11表示与GSM-系统兼容的OFDM/TDMA-帧的基本结构，
图12表示根据本发明的共同OFDM/TDAM和GSM系统的时间-频率栅格，
图13表示根据本发明的OFDM/TDMA-系统的时钟产生装置，
图14表示根据本发明的导频符号分配的示意图，
图15表示图9所示框图的放大部分，以解释交换装置9b的功能，
图16表示室内环境的示范信道衰减图，以解释估计信道衰减的估计过程，以及
图17表示室外环境的示范信道衰减图，以解释估计信道衰减的估计过程。
上面已经结合图1-4解释了OFDM/7DMA系统的一般特性。上面已经结合图5和6解释了GSM系统的一般特性。根据本发明，多个OFDM/4DMA-系统的副载波分配给每个GSM-频道，使得所得的多个单一OFDM/TDMA-时隙与一个或多个单一GSM-时隙相匹配。两个相邻GSM-频道之间的间隔是200kHz，而且GSM-时隙的长度是15/26ms。根据本发明，单一GSM-频道被分成多个副载波。选择副载波的数目，使得所得的多个单一OFDM/TDMA-时隙恰好填入一个或多个单一GSM-时隙中。一个副载波从频域到时域的转换产生一个OFDM/TDMA-时间突发，成为所得的OFDM/TDMA-时隙的最大部分。在图7中，表示了OFDM/TDMA-时隙的基本结构。OFDM/TDMA-时隙的基本结构包含一个OFDM/TDMA-时间突发，因此OFDM/TDMA-时间突发的长度TOFDM对应于有效调制周期并依赖于副载波-间隔(1/副载波-间隔)。因此，副载波间隔依赖于分配给200kHz的一个GSM-频道的副载波数目。在OFDM/TDMA-时间突发TOFDM之前，分配一个保护时间TG(前保护时间)。
在图8中，表示了OFDM/TDMA-时隙的详细结构。OFDM/TDMA-时隙的长度对应于调制周期并具有以μs为单位的长度a。在副载波转换到时域并因此产生OFDM/TDMA-时间突发之后，由前保护时间和后保护时间组成的保护时间加入OFDM/TDMA-时间突发。OFDM/TDMA-时间突发对应于有效的调制周期并具有以μs为单位的长度b。处于OFDM/TDMA-时间突发之前的前保护时间长度为以μs为单位的c，处于OFDM/TDMA-时间突发之后的后保护时间长度为以μs为单位的e。然后在发送之前，该时域信号被成形以便减少寄生发射。因此，根据升余弦函数对时域信号的跳变沿成形，如图8所示。如图8中所看到的，OFDM/TDMA-时隙的前部分和后部分的跳变时间分别为以μs为单位的长度d，并分别与前保护时间和后保护时间有部分的重叠。后保护时间长度可以为0μs。在OFDM/TDMA-时隙开始，有一段前空闲时间处于跳变时间之前，在OFDM/TDMA-时隙结束，有一段后空闲时间处于跳变时间之后。前空闲时间和后空闲时间的长度为以μs为单位的f。因此，所得的OFDM/TDMA-时隙由OFDM/TDMA-时间突发(有效调制周期)、前保护时间和后保护时间组成的保护时间、跳变时间以及前空闲时间和后空闲时间组成。OFDM/TDMA-时间突发的长度d依赖于副载波间隔(b=1/fSCS)，这里fSCS是以Hz为单位的副载波间隔。根据本发明，一个OFDM/TDMA-时隙的长度a例如可以对应于1、1/2或者1/4个GSM-时隙。
在图9中，表示了根据本发明的发送设备的基本方案。待发送的信号6馈入信道编码装置7。信道编码的信号馈入交织装置8，在那里根据所选的交织深度一例如8×8个OFDM/TDMA-帧或16×8个OFDM/TDMA-帧-对它们进行交织。在交换装置9b中，导频符号产生装置9c中产生的导频符号被提取并分配到来自交织装置8的的交织信号数据流中。交织的信号馈入调制装置9a，在那里进行OFDM处理，产生所选数目的副载波。设置交换装置9b，使得在每个GSM-频道中，已知的导频符号处于或被调制到传输并与待传输的数据信号调制的副载波中的每个第n个副载波上。发送设备的这个部分在图15中更详细地表示。在逆离散或快速傅立叶变换装置10中，副载波被变换到时域。在时隙形成装置11中，将保护时间TG提供给时域突发，例如用升余弦函数将时间突发成形。然后在D/A变换器12中，将OFDM/TDMA-时隙从数字变换到模拟信号，然后在RF-上变频装置13中上变频。然后由天线15将所处理的信号发射。时钟产生装置14提供交织装置8、调制装置9a、交换装置9b、逆离散/快速傅立叶变换装置10以及时隙形成装置11所必须的时钟信号。时钟产生装置14可以包含一个切换装置，根据所需的发送系统产生时钟。例如，时钟产生装置14可以由切换装置控制，为调制装置9a提供不同的时钟信号，产生不同数目的副载波。
在图10中，表示了根据本发明的接收设备的基本方案。天线15接收发射信号，在RF-下变频装置16中下变频。然后，在A/D变换器17中将下变频的信号数字化。然后在离散/快速傅立叶变换装置19中将变频的信号转换到频域，离散/快速傅立叶变换装置19由时间同步装置18a和频率同步装置18b进行时间和频率同步。上述与数据信号、信令信号、导频信号等调制的副载波在离散/快速傅立叶变换装置19中输出的频域信号，在解调装置20a中解调。因此，接收设备的估计装置20b根据相应发送设备的交换装置9b和导频符号产生装置9c来设置。换句话说，在本发明的发送系统中，发送设备和接收设备基于各自已知的导频符号和各自已知的每个GSM-频道中副载波的导频符号调制率而工作。例如，如果发送设备在移动站中实现，而且接收设备在无线电信系统的基站中实现，移动站和基站分别已知导频符号，并已知各自的哪个副载波正在发送导频符号。接收设备的估计装置20b将接收的导频符号与已知的-例如存储在存储器中的-导频符号进行比较，并基于已知的导频符号进行信道传递函数-例如信道衰减-的估计，然后进行时间及/或频率插值以产生估计的信道传递函数。通过估计的信道传递函数，均衡装置20c均衡所发送的数据符号。这样可以实现可靠而正确的发送数据均衡，如结合图16和17更详细解释的那样。均衡的信号在解交织装置21中解交织。然后解交织的信号在信道解码装置22中解码。然后按照需要再处理信道解码的数据23。时间同步装置18a、频率同步装置18b、离散傅立叶变换装置19、解调装置20a、估计装置20b、均衡装置20c、以及解交织装置21都由时钟产生装置52提供必要的时钟信号。
下面，作为GSM-系统中OFDM/TDMA-系统向后兼容的优选解决方案，提出副载波数目和映射到一个或多个GSM-时隙中的OFDM/TDMA-时隙数目的优选组合。因此，作为向后兼容的基础，所用频率间隔是200kHz，对应于GSM-系统频道的带宽。选择副载波数目保证OFDM/TDMA-系统到GSM-时隙结构或GSM-帧结构的向后兼容。因此，甚至多个单一GSM-时隙或一个GSM-帧被细分成从多个副载波得到的恰当设计的OFDM/TDMA-时隙。根据本发明，进一步保证了利用互-交织增强时间-频率分集的交织以及GSM-向后兼容是可能的。而且，还考虑了实际延迟-例如对于语音信号，以及放松的交织延迟限制-例如对于数据信号的传输。下面的优选实施例被认为是OFDM/TDMA-系统作为在信道分配(频率)和时间结构(GSM-时隙或GSM-帧)中的GSM-向后兼容的最佳解决方案。
在如下实施例中，建议将1、2、3或4个OFDM/TDMA-时隙映射到一个GSM-时隙中。因此，前保护时间和后保护时间是可选的，但是是优选的。
1st实施例：
在1st实施例中，总副载波数是48，因此边界上的一个或多个副载波可以不进行调制以便减少对相邻频率间隔的干扰。所得到的副载波间隔是200kHz/48=4,166kHz，导致OFDM/TDMA-时间突发TOFDM为48/200kHz=240μs。因此，相比GSM-符号持续时间(μs范围)，其符号持续时间(240μs)非常长，对避免由于无线信道延迟包络带来的符号间干扰有好处。
第一实施例中的保护时间(前保护时间和后保护时间)设为30μs，因此必须注意到保护时间必须根据所期望的信道延迟包络(多径环境)来设置。跳变时间设为10到20μs，使总的OFDM/TDMA-时隙Ts的长度为280到290μs。这恰好填入576,923μs的基本GSM-时隙的1/2。因此，在1st实施例中，两个OFDM/TDMA-时隙映射到一个GSM-时隙，如果必要的话带有适配时间保护。
基本时钟是240μs/64=3,75μs。保护时间(前和后保护时间)可以设为30μs(前保护：22.5μs=6抽样，后保护：7.5μs=2抽样)，跳变时间可以设为15.0μs(=4抽样)，使得总符号时间为(250μs/64)*(64+6+2+4)=285μs。
第一实施例中优选的交织方案基于OFDM/TDMA-帧长度为2,3077ms，即8个OFDM/TDMA-时隙Ts。优选交织深度为8×8个OFDM/TDMA-帧(总交织延迟18,461ms)或16×8个OFDM/TDMA-帧(总交织延迟36,923ms)。而且12×8个OFDM/TDMA-帧的交织深度是可能的(总交织延迟27,692ms)。因此8×8个OFDM/TDMA-帧的交织深度允许数据传输有与标准GSM相同的交织器设计和性能，而16*8个OFDM/TDMA-帧的交织深度允许数据传输有与标准GSM系统相同的交织延迟，但更好的性能(交织增益)。
2nd实施例：
在2nd实施例中，总副载波数选为32，其中边界上的一个或多个副载波可以不进行调制以便减少对相邻频率间隔的干扰。副载波间隔是200kHz/32=6.25kHz，导致OFDM/TDMA-突发为1/6.25kHz=160μs。保护时间(前和后保护时间)可以设为20μs，跳变时间可以设为10.0μs，使得总OFDM/TDMA-时隙为190μs。3个OFDM/TDMA-时隙Ts映射到一个GSM-时隙，带有适配时间保护。换句话说，一个OFDM/TDMA-时隙Ts映射到1/3个GSM-时隙。
基本时钟设置为160μs/32=5μs。为了更精确，保护时间(前和后保护时间)可以设置为20μs(前保护：15.0μs=3抽样，后保护：5μs=1抽样)，跳变时间可以设为10.0μs(=2抽样)，使总符号时间为(160μs/32)*(32+3+1+2)=190μs。
2nd实施例中优选的交织方案基于包含6个OFDM/TDMA-时隙的OFDM/TDMA-帧映射到2个GSM-时隙。优选交织深度为4×4个OFDM/TDMA-帧(总交织延迟18,461ms)或8×4个OFDM/TDMA-帧(总交织延迟36,923ms)。而且可以设置6×4个OFDM/TDMA-帧的交织深度(总交织延迟27,692ms)。
3rd实施例：
在3rd实施例中，总副载波数选为24，其中边界上的一个或多个副载波可以不进行调制以便减少对相邻频率间隔的干扰。副载波间隔是200kHz/24=8.33kHz，导致OFDM/TDMA-突发为1/8.33kHz=120μs。保护时间(前和后保护时间)可以设为15μs，跳变时间可以设为9μs，使得总OFDM/TDMA-时隙为144μs。4个OFDM/TDMA-时隙Ts映射到一个GSM-时隙，带有适配时间保护。根据3rd实施例的方案对于快速变化信道环境是非常有利的。换句话说，一个OFDM/TDMA-时隙Ts映射到1/4个GSM-时隙。
基本时钟设置为120μs/32=3.75μs。为了更精确，保护时间(前和后保护时间)可以设置为15μs(前保护：11.25μs=3抽样，后保护：3.75μs=1抽样)，跳变时间可以设为7.5μs(=2抽样)，使总符号时间为(120μs/32)*(32+3+1+2)=142.5μs。
3rd实施例中优选的交织方案基于包含4个OFDM/TDMA-时隙的OFDM/TDMA-帧映射到1个GSM-时隙。优选交织深度为4×4个OFDM/TDMA-帧(总交织延迟18,461ms)或8×4个OFDM/TDMA-帧(总交织延迟36,923ms)。而且可以设置6×4个OFDM/TDMA-帧的交织深度(总交织延迟27,692ms)。
4th实施例：
在4th实施例中，总副载波数选为104，其中边界上的一个或多个副载波可以不进行调制以便减少对相邻频率间隔的干扰。副载波间隔是200kHz/104=1.923kHz，导致OFDM/TDMA-突发为1/1.923kHz=520μs。保护时间(前和后保护时间)可以设为25μs，跳变时间可以设为15μs，使得总OFDM/TDMA-时隙为560μs。1个OFDM/TDMA-时隙映射到一个GSM-时隙，带有17μs的适配保护。
基本时钟设置为520μs/128=4.0625μs。为了更精确，保护时间(前和后保护时间)可以设置为28.4375μs(前保护：20.3125μs=5抽样，后保护：8.125μs=2抽样)，跳变时间可以设为12.1875μs(=3抽样)，使总符号时间为(520μs/128)*(128+5+2+3)=560.625μs。
交织方案与GSM相同(8TDMA内8帧)。
在所有上述实施例中，交织方案可以针对不同的数据率而动态改变。对于延迟要求不太严格的应用，例如数据业务或图片及视频业务，上述实施例中的交织器方案可以增强以便动态地改善时间和频率分集效果。但是，为了确保GSM-兼容性，对于利用1个GSM-时隙的映射方案最好选择2、4和8个GSM-时隙。对于使用一个GSM-帧作为基本OFDM/TDMA-帧的映射方案，最好选择1、2和4的倍数。
上面提出的兼容方案可以实现以最小的适配代价结合使用OFDM/TDMA和GSM-系统。而且，GSM到OFDM/TDMA的切换以及相反切换可以很容易地进行。两个系统的互操作性在下面参考图11和12的例子中描述。
在图11中，由8个OFDM/TDMA-时隙组成的基本OFDM/TDMA-帧映射到半个GSM-时隙，导致总共16个OFDM/TDMA-时隙映射到8个GSM-时隙。换句话说，2个OFDM/TDMA-时隙映射到一个GSM-时隙。在图11中，表示了由8个OFDM/TDMA-时隙组成的2,308ms的子帧。OFDM/TDMA-时隙24是接收数据的时隙，OFDM/TDMA-时隙25是发送数据的时隙，OFDM/TDMA-时隙26是接收下一子帧数据的下一个相应时隙。在两个时隙25和26之间，可以出现慢跳频。2,308ms的子帧长度使16个子帧长36,923ms。这对于根据本发明使用的交织装置来说很重要。交织装置在16个子帧上扩展数据比特，使用时间、频率和干扰分集得到抗传输误码的较好坚固性(robustness)，而且整个交织延迟只有36,92ms。如上所述，对于具有实时要求的语音连接来说，很小的交织延迟是很重要的。16个OFDM/TDMA-子帧的交织精确地对应于长度为36,923ms的8×8个GSM-帧的交织深度。
有了上面解释的参数，OFDM/TDMA-系统可以与现有的GSM-系统共存，并在时隙、频率和交织上向后兼容。此外，该系统可以共存于具有公共分配的频率范围的公共系统。本发明的-个好处是多个时隙及/或多个频率间隔可以分配给一个用户以便提高数据率。在图12中，表示了公共OFDM/TDMA及GSM-系统中的时间频率格点。图12表示时间/频率间隔分配给3个OFDM/TDMA用户以及1个GSM用户。OFDM/TDMA用户使用结合图11解释的方案，一个OFDM/TDMA-时隙映射到半个GSM-时隙。两个OFDM/TDMA-用户以普通数据率在200kHz的GSM-频道内发送数据，而第三个OFDM/TDMA用户则在4个GSM频道内以较高的数据率发送数据。
GSM-用户使用接收GSM-时隙27、发送GSM-时隙28、接收GSM-时隙29和发送GSM-时隙30。在发送GSM-时隙28和接收GSM-时隙29之间，发生慢跳频，而且在各个接收和发送GSM-时隙之间实现TDMA-处理。以普通数据率发送数据的第一OFDM/TDMA-用户使用第一接收OFDM/TDMA-时隙38、发送OFDM/TDMA-时隙39、接收OFDM/TDMA-时隙40、发送OFDM/TDMA-时隙41、接收OFDM/TDMA-时隙42、发送OFDM/TDMA-时隙43以及接收OFDM/TDMA-时隙44。在各个接收和发送OFDM/TDMA-时隙之间，实现TDMA-处理，而在各个发送时隙和下一个接收时隙之间，发生慢跳频。第二个用户情况相同，使用接收OFDM/TDMA-时隙45、发送OFDM/TDMA-时隙46、接收OFDM/TDMA-时隙47、发送OFDM/TDMA-时隙48、接收OFDM/TDMA-时隙48、发送OFDM/TDMA-时隙50以及接收OFDM/TDMA-时隙51。以高数据率发送数据的第三个OFDM/TDMA-用户，使用接收OFDM/TDMA-时隙31、发送OFDM/TDMA-时隙32、接收OFDM/TDMA-时隙33、发送OFDM/TDMA-时隙34、接收OFDM/TDMA-时隙35、发送OFDM/TDMA-时隙36以及接收OFDM/TDMA-时隙37。而且对于第三个OFDM/TDMA-用户，在各个接收和发送OFDM/TDMA-时隙之间实现TDMA-处理，并在各个发送和接收时隙之间，发生慢跳频。
在图13中，表示了发送及/或接收设备的时钟产生装置52，它能够根据本发明产生GSM-系统和OFDM/TDMA-系统都必需的时钟。时钟产生装置52基于使用用于GSM-系统中的26MHz的公共参考时钟。时钟产生装置52包括产生26MHz时钟的振荡器53。时钟产生装置52还包括多个分频器及/或倍频器54到70，选择性地为所用的OFDM/TDMA-系统所使用。在图13中，表示了所有可能的分频器和倍频器，以产生本申请中所描述的所有实施例所必需的时钟。但是，各个所选实施例不需要的组件可以略去。
振荡器53的输出被分频器54除以65，再在各个分频器55和56中分别除2，以产生GSM-系统和OFDM/TDMA-系统的200kHz时钟。在OFDM/TDMA-系统中，200kHz时钟是将3个OFDM/TDMA-时隙映射到一个GSM时隙的基本时钟。在GSM系统中，200kHz时钟是载波和同步参考时钟。
分频器54的输出在倍频器57中乘2，再在分频器58中除3，产生266.666kHz的时钟，这是OFDM/TDMA-系统中将一个OFDM/TDMA-时隙映射到一个GSM时隙以及将4个OFDM/TDMA-时隙映射到-个GSM时隙的基本时钟。倍频器57的输出再在倍频器59中乘4，然后在分频器60中除以13，产生246.154kHz的时钟，这是OFDM/TDMA-系统中将一个OFDM/TDMA时隙映射到一个GSM时隙的基本时钟。
振荡器53(26MHz)的输出在分频器61中除2，再在分频器62中除以48，产生270.83kHz的时钟，这是GMS-系统中的比特时钟。分频器61的输出再在分频器63中除以625，然后在分频器64中除以4，产生5.20kHz的时钟，这是OFDM/TDMA-系统中将3个OFDM/TDMA时隙映射到一个GSM时隙所必需的时钟。
分频器63的输出还在分频器65中除3，产生6.933kHz的时钟，这是OFDM/TDMA-系统将4个OFDM/TDMA时隙映射到一个GSM时隙所必需的时钟。分频器65的输出还在分频器66中除2，产生3.466kHz的时钟，这是OFDM/TDMA-系统中，将2个OFDM/TDMA时隙映射到一个GSM时隙所必需的时钟。分频器66的输出还在分频器67中除2，产生1.733kHz的时钟，这是OFDM/TDMA-系统中将一个OFDM/TDMA时隙映射到一个GSM时隙所必需的时钟。1.733kHz的时钟也是GSM-系统中GSM时隙所必需的时钟。
分频器67的输出还在分频器68中除2，产生866.66Hz的时钟，这是一种OFDM/TDMA-系统的帧时钟，操作模式基于持续时间为1,1538ms的帧(精确地为GSM帧长的1/4)。分频器68的输出还在分频器69中除2，产生433.33Hz的时钟，这是一种OFDM/TDMA-系统的帧时钟，操作模式基于持续时间为2,3077ms的帧(精确地为GSM帧长的1/2)。分频器69的输出还在分频器70中除2，产生216.66Hz的时钟，这是一种OFDM/TDMA-系统的帧时钟，操作模型基于持续时间为4,6154ms的帧(精确地为一个GSM帧长)。216.66Hz的时钟也是GSM-系统的帧时钟。
使用所建议的分频比以及时钟倍频，可以很容易地产生生成必需的OFDM/TDMA-时隙和突发所必需的所有时钟信号。不使用所有建议的OFDM/TDMA-结构的系统可以忽略所示时钟树中不用的分支来实现。已经说明了易与GSM兼容的所有参数(副载波数目、副载波间隔、映射GSM-时隙、FFT分辨率)并可以从公共GSM时钟振荡器中得到。
本发明包括OFDM/TDMA-系统的突发(时域)和频率间隔分配，尽可能地与现有的GSM-突发和频率结构向后兼容。选择OFDM/TDMA-系统的参数以支持移动环境中的可变带宽业务。
图14表示了一个示意图，解释根据本发明的导频符号分配。在图14中，表示了OFDM/TDMA-信道U0。在这个例子中所示的信道U0包括六个GSM-频道。正如上面所解释的，OFDM/TDMA系统的发送频段可以与GSM发送频段不同，以便根据GSM频道带宽分配副载波。尽管如此，在所解释的情况中，OFDM/TDMA信道分配给GSM频道。由于GSM-频道的带宽是200kHz，信道U0的带宽在这种情况下是1,2MHz。图14中所示的情况对应于上面所解释的第一实施例，分配到一个GSM频道的总副载波数是48，使得两个OFDM/TDMA-时隙101和102映射到持续时间为2676,9μs的一个GSM-时隙。在这个例子中OFDM/TDMA-信道U0的一般结构示于图14A。
在图14B中，更详细地表示了分配到具有200kHz带宽的GSM-频道的副载波1。为了清楚起见，图14B中只表示了48个副载波的一半，即24个副载波1。48个副载波1到一个GSM-频道的分配使得两个OFDM/TDMA-时隙101、102映射到一个GSM-时隙，正如从图14中所明了的。第一OFDM/TDMA-时隙101分别示于图14B和图14C的左栏，而第二OFDM/TDMA-时隙102分别示于图14B和图14C的右栏。
在图14B中，导频符号100’分配给每个6th副载波1。因此，用导频符号100调制的第一OFDM/TDMA-时隙101的副载波和用导频符号100’调制的第二OFDM/TDMA-时隙的副载波1是交错的，使得第二时隙102的导频符号100’具有时隙101的导频符号100的各个中间频率。对于图14C所示的例子也是这样，导频符号103、103’分配给每个8th副载波1。图14B和14C所示的没有用导频符号1调制的副载波1，用数据信号调制。图14B所示的例子具有导频符号的密度为1/6=16.6％。图14C所示的例子具有导频符号的密度为1/8=12,5％。
必须注意的是，在上面所解释的第二、第三和第四实施例的情况下，一个GSM-时隙内副载波的数目与图14中所示的副载波数不同，而且包括在一个GSM-时隙中的OFDM/TDMA-时隙数可以是1、3或4。在该情况下，3或4个OFDM/TDMA-时隙包括在一个GSM-时隙中，图14中所解释的交错方案必须比照使用。
在图15中，更详细地解释图9所示的一部分框图。交织装置8通过交换装置9b对调制装置9a提供数据流，例如数据信号d0.d1...。交换装置9b将导频符号产生装置9c-例如可以是一个存储器-中产生的导频符号p0,p1,p2,p3...，插入数据流的数据中，使得导频符号分配并调制到后面的调制装置9a所产生的每第n个副载波上。在图15所示的例子中，交换装置9b将导频符号插入数据流的数据之间，使得导频符号分配给调制装置9a产生的每6th副载波上。这种情况对应于图14B所示的情况。
其例子示于图10的接收设备，使用所发送的导频符号估计信道传递函数。例如，估计的信道传递函数是信道衰减。根据本发明的估计装置20b中的信道衰减估计以及接收设备的均衡装置20c中相应的接收数据信号均衡的示例解释结合图16和17给出。
在图16中，表示了室内环境情况下信道衰减的例子。根据本发明的传输系统包括基站(接收设备)和一个或多个移动站(发送设备)，例如在这种情况下移动站是用于建筑物内，移动站的移动速度相对较慢而且多径效应不太重要，信道衰减通常是平坦曲线，如图16所示。在这种情况下，只要很少数目的导频符号就足够使接收设备进行正确的信道衰减估计。估计装置20b将接收的导频符号与已知的导频符号-例如存储在存储器中-相比较，并进行数据调制副载波的时间及/或频率插值。因此图16中所示的例子可以关联于图14C所示的例子，其中每第n个副载波传输导频符号。在这种情况下，两个相邻OFDM/TDMA-时隙101和102的导频符号是交错的。因此，估计装置20b针对第一OFDM/TDMA-时隙101的每个导频符号100计算估计的衰减值，并对第二OFDM/TDMA-时隙102的导频符号100’计算信道衰减值。如图16所示，导频符号100和100’是等距离交错的。然后，估计装置19b估计一条插值曲线，连接针对功率符号100和100’所计算的信道衰减值。然后均衡装置20c使用所计算或估计的信道衰减曲线，均衡发送的数据信号。
在图17中，表示了对于室外环境的信道衰减曲线。如图17所示，该曲线表示出比图16所示的室内环境更多的变化。因此，在这种情况下需要更多的导频符号，确保对发送数据信号的正确均衡。因此，并且如图17所示，对每个GSM-频道中的副载波分配了更多的导频符号。在这种情况下，例如每4th个副载波可以与一个导频符号调制。如图16和17所示，估计装置20b通过检测接收的已知导频符号副载波的幅度和相位变化，估计信道传递函数，例如信道衰减。因此，使用二维均衡-插值方案，例如使用多个相邻OFDM/TDMA-时隙的时域插值及/或使用导频符号副载波的频域插值。在多个相邻OFDM/TDMA-时隙情况下，等距离地分配给相应副载波的导频符号的位置，每个OFDM/TDMA-时隙都不同。