具有低通滤波器的瑞克接收机 本发明涉及一种移动终端无线电通信装置，它使用频谱扩展通信系统比如码分多址(CDMA)系统。
瑞克接收机是在移动式电话机领域中实际使用的，具体地说，瑞克(分离多径)接收机具有通过使用频谱扩展的方法接收发信台发送的无线电波，确定表示在接收码和扩展码之间的相关的相关值，确定用于实现同步建立和跟踪以及解调接收数据的延迟分布的功能。为了改善接收精确性，对这样的瑞克接收机提出了许多的方案，如日本公开的专利申请(JP-A-平10-271034：第一常规的例子)，以及日本公开的专利申请(JP-A-平10-313267：第二常规的例子)
图1是显示在第一常规的例子中描述的瑞克接收机的第一常规例子的方块图。该瑞克接收机是提供于一个移动终端或一个固定台中。该瑞克接收机是由无线电接收部分1、同步解扩展部分2、延迟分布计算部分31、同步建立和跟踪部分4、数据解调解扩展部分5和数据解调部分6组成。无线电接收部分1接收来自接收天线的模拟信号并且对其抽样，以转换成数字扩展基带信号。同步解扩展部分2从扩展基带信号中产生一个相关值信号。延迟分布计算部分31按照移动平均方法，计算经过级联型滤波器地滤波器特性的称为相关值表的延迟分布。同步建立和跟踪部分4基于这个延迟分布确定所选择路径的相位，实现同步建立和跟踪接收的无线电波。数据解调解扩展部分5根据选择的路径相位解扩展被扩展的基带信号。数据解调部分6将解扩展的基带信号解调成为接收数据。应该注意到数据解调解扩展部分5通常使用多个指状电路。而且，数据解调部分6具有一个瑞克部分，它合成多个指状电路的输出。
在这样的一个瑞克接收机中，根据无线电波信号的接收状态，即接收灵敏度，通过改变用于在延迟分布计算部分31中的延迟分布计算的移动平均时间，以及改变在同步建立和跟踪部分4中所需的延迟分布的阈值电平，尝试提高接收精确性。
图2是图1中所示延迟分布计算部分31的一例子的电路图。如图2所示，延迟分布计算部分31是一个梳状滤波器，它是由多个加法器10以及多个延迟单元D12构成。延迟分布计算部分31具有根据移动平均方法输入相关值和输出延迟分布的功能。即，滤波器为输入数据计算20个抽样的移动平均。
图3是图1中所示延迟分布计算部分31的一个第二例子的电路图。如图3所示，计算部分31具有一积分电路，通过加法器10和延迟单元D12积分相关值以确定延迟分布。
用这种方式，在图2中所示的延迟分布计算部分31的移动平均电路需要许多加法器和延迟单元，所以电路规模变得很大。而且，在图3中所示的延迟分布计算部分31的积分电路是常规使用的电路。
图4是图2中所示延迟分布计算部分31的频率特性图。如图4所示，图2的计算电路31移动平均特性B显示为梳状滤波器特性。这里，水平轴线是归一化频率ω，垂直轴是滤波器输出电平dB。在这种情况下，特性B显示上述20个采样的移动平均特性，而传递函数是由下列公式(1)表示的。H(Z)=1-Z-2020(1-Z-1)]]>
图5是当图4的滤波器特性被转换时的频率特性图。如图5所示，当延迟分布的阈值转换时，图2计算电路31的移动平均特性显示为梳状滤波器特性B’。应该注意到，在图5中虚线所示的特性B等同于由图4中的实线所示的特性B。在这种情况下，特性B’显示40个采样的移动平均特性，而传递函数是由下列公式(2)表示的。H(Z)=1-Z-4040(1-Z-1)]]>
正如上面提到的，当积分电路被用于延迟分布计算部分31时，在积分期间可以产生延迟分布。而且，当积分运算时间长时，存在的一个问题是同步建立和跟踪不能跟随所选择路径急剧的瞬间变化。为了能够做出同步建立和跟踪，在已知的一电路中，将短时间积分和长时间积分结合，如在第二传统的例子中描述的。
正如在第二常规的例子中描述的，可以认为梳状滤波器的移动平均电路未用于延迟分布计算部分，而且移动平均方法被积分运算所代替。即，在第二常规的例子中的计算电路31使用具有不同的积分运算时间的两个积分电路，以及一个同步建立和跟踪部分的阈电平。而且，从两个积分电路输出的延迟分布的值是基于接收状态加权的。因此，通过选择路径相位，可以尝试实现电路结构的简化和接收精确性的改善。
然而，即使当积分电路被使用于第二常规的例子中，基本问题没有被解决，即，只能在积分期间产生延迟分布。而且，在第二常规的例子中，必需执行延迟分布值的加权运算。
第一和第二常规的例子已经假定移动平均方法和积分被用于延迟分布计算部分。这里，当在移动平均方法中的采样数和积分采样数(积分期间)彼此相等时，移动平均特性和积分特性具有完全相同的特性。为此缘故，在任一常规的例子中，延迟分布是通过相同的方法计算的。即，它可以被认为移动平均电路和积分电路是一种低通带滤波器。然而，在目标频带中的特性是不平的，而且在目标频带之外的频带中特性的衰减量不是很多。因此，通过使用这样的一个滤波器是难以消除噪声的。
在这种情况下，作为用于消除噪声的部分，可以考虑使用FIR(有限脉冲响应)滤波器电路，在该电路中，在图2的移动平均滤波器电路中的延迟电路12和加法电路10之间连接一乘法电路。通过使用FIR滤波器电路，利用延迟分布计算的形式，可以消除噪声。然而，在这种情况下，电路规模变得更大并且是不现实的。
简而言之，在常规的例子中，当一积分电路被用于延迟分布计算部分时，存在的一个问题是延迟分布只能在积分期间产生。而且，当移动平均电路和积分电路被用于延迟分布计算部分时，存在另外一个问题，即，从滤波器特性的观点看噪声不能被充分地消除，所以在同步建立和跟踪部分中错误地检测路径相位。
此外，当通过同步建立和跟踪部分变得容易检测错误的路径相位时，基于检测结果运转的数据解调扩展部分的输出可靠性在质量上被降低，导致接收精确性的降低。
上面的描述相结合，在日本的公开专利申请(JP-A-平9-270734)中透露了一种频谱扩展型接收机。在这个参考文献中，提供了一个延迟波相位确定电路10，以确定当前检测的延迟波是否具有与先前检测的延迟波相同的相位。而且，在当前检测的延迟波的相位不同时，该延迟波相位确定电路10输出一个延迟波转换信号。根据通过第二解扩展电路7执行解扩展操作获得的信号和延迟波转换信号a，当接通延迟波转换信号a时，在不用插入根据插入在信息信号两端的第一和第二已知信号估算出的相位的情况下，利用根据第一已知信号估算的相位，解调电路9解调在前一个时序的接收信号的前一半。在信号a被接通的时序之后，利用根据第二已知信号估算的相位解调该接收信号的下一半。
而且，在日本公开的专利申请(JP-A-平10-51356)中揭示了一种多普勒频率测量电路和一个同步电路。在这个参考文献中，是由延迟分布测量部分11测量延迟分布12并且提供到多普勒频率测量部分13。多普勒频率测量部分13从延迟分布12的时间变化中测量多普勒频率14。根据多普勒频率14，由电路18和20选择滤波器的时间常数16和主波和延迟波的转换时间21。选择的数据被应用于延迟分布12的平均操作和主波和延迟波的选择，以使能够通过ⅡR滤波器15(或FⅠR滤波器)测量频率17的精密求和，并且由主波和延迟波选择电路19仔细地选择主波和延迟波，以致产生高质量信号的解调。
而且，在日本公开的专利申请(JP-A-平10-271034)中揭示了一种CDMA移动通信接收机。在这个参考文献中，移动式接收机装备有延迟分布计算部分103和移动平均时间控制部分105。延迟分布计算部分103根据由移动平均时间控制部分105指定的移动平均时间对相关值执行一种移动平均方法，以便计算延迟分布。移动平均时间控制部分105测量选择的路径的时间变化以确定移动平均时间。当选择的路径时间变化大时，移动平均时间控制部分105缩短移动平均时间，当时间变化小时，移动平均时间控制部分105使移动平均时间变长。通过控制延迟分布的移动平均时间，路径移动可以跟随由于通信装置的高速移动所造成的所选择路径的急速变化。因此，可以改善同步建立和跟踪性能，所以接收质量也得到改善。
在日本专利No.2850959中揭示了一种频谱扩展通信同步建立和解调装置。在这个参考文献中，数据被调制，然后使用扩展码扩频，并作为频谱扩展信号发送。作为接收信号的频谱扩展信号被解调成为数据。为了这个目的，为无线电通信装置提供一频谱扩展同步电路，以便使用相同的扩展码通过解扩展频谱扩展信号再现数据。在频谱扩展码同步电路中，信号转换部分将接收信号转换成为基带信号。采样保持电路采样并且保存基带信号，并且输出采样信号。每一第一相关单元计算在采样信号和扩展码之间的相关以获得第一相关值。符号积分电路基于对应于第一相关值的符号理论值或不知符号情况下在解调之后的一个测定值，相反地调制第一相关值，执行多个符号的符号相加，以及计算符号相加功率值。短时积分路径搜索部分对多个时隙进行功率值相加，从一个时隙中的较大的相加结果中选择第一相关单元数目的相加结果。长积分路径搜索部分对多个时隙进行功率值相加(此时的多个时隙多于在短时积分路径搜索部分中的多个时隙)，并且从一个时隙中的较大的相加结果中选择第一相关单元数目的相加结果。解调路径选择部分从由短积分路径H(Z)=Kb0+b1Z-1+b2Z-2a0+a1Z-1+a2Z-2]]>搜索部分和长积分路径搜索部分依照一个时隙的较大功率选择的时序中选择解调接收时序。第二相关单元根据解调接收时序计算接收信号和扩展编码信号之间的相关，以获得第二相关值。无线电探测器从相关值中检波检测信号。根据通过对各个路径的检测信号执行瑞克合成或空间分集合成获得的合成信号，信号合成部分输出测定值。
因此，本发明的目的是提供一种能够以小的电路规模实现的瑞克接收机。
本发明的另外一个目的是提供一种能够高精度确定路径相位的瑞克接收机。
本发明的另外一个目的是提供一种瑞克接收机，它可以消除延迟分布的噪声以致可以高接收精确性的获得解调数据。
为了实现本发明的一方面，瑞克接收机包括：无线电接收部分、第一解扩展部分、延迟分布计算部分、同步建立和跟踪部分、第二解扩展部分和解调部分。无线电接收部分将接收载波信号转换成为扩展基带信号。第一解扩展部分利用预先确定的扩展码从扩展基带信号中计算相关值信号。延迟分布计算部分具有一无限脉冲响应(ⅡR)滤波器部分用作低通带滤波器，以及利用无限脉冲响应滤波器部分从相关值信号中计算延迟分布。同步建立和跟踪部分从延迟分布中检测选定的路径的相位。第二解扩展部分响应每一选定的路径相位，利用预先确定的扩展码解扩基带信号以产生解扩的基带信号。数据解调部分将解扩展的基带信号解调成为数据。
无限脉冲响应滤波器部分可以包括第一和第二加法器、第一和第二延迟单元以及第一到第四乘法器。第一加法器将相关值信号和第一和第二延迟数据相加以产生第一相加结果。第一延迟单元按照第一预先确定时间延迟第一相加结果以输出第一延迟结果。第二延迟单元按照第二预先确定时间延迟第一相加结果以输出第二延迟结果。第一乘法器用第一预定系数乘以第一延迟结果以产生第一延迟数据。第二乘法器用第二预定系数乘以第二延迟结果以产生第二延迟数据。第三乘法器用第三预定系数乘以第一延迟结果以产生第三延迟数据。第四乘法器用第四预定系数乘以第二延迟结果以产生第四延迟数据。第二加法器将第三和第四延迟数据和第一相加结果相加以产生第二相加结果作为延迟分布。
在这种情况下，第一预定时间较好是等于第二预定时间。而且，当第一解扩展部分使用至少四个乘法器用于计算相关值信号时，需要的是在第一解扩展部分中使用第一到第四乘法器计算相关值信号。而且，瑞克接收机更进一步可以包括设定第一到第四预定系数的一滤波系数设定部分。而且，无限脉冲响应滤波器部分可以具有以下的传递函数H(Z)：H(Z)=b0+b1Z-1+b2Z-2a0+a1Z-1+a2Z-2]]>在此a0和b0分别是预定常数，a1、a2、b1和b2分别是第一到第四预定系数。
而且，无限脉冲响应滤波器部分可以包括第一和第二加法器、第一和第二延迟单元以及第一到第五乘法器。第一乘法器用第一预定系数乘以相关值信号以产生倍乘的相关值信号。第一加法器将倍乘的相关值信号和第一和第二延迟数据相加以产生第一相加结果。第一延迟单元按照第一预定时间延迟第一相加结果以输出第一延迟结果。第二延迟单元按照第二预定时间延迟第二相加结果以输出第二延迟结果。第二乘法器用第二预定系数乘以第一延迟结果以产生第一延迟数据。第三乘法器用第三预定系数乘以第二延迟结果以产生第二延迟数据。第四乘法器用第四预定系数乘以第一延迟结果以产生第三延迟数据。第五乘法器用第五预定系数乘以第二延迟结果以产生第四延迟数据。第二加法器将第三和第四延迟数据与第一相加结果相加以产生第二相加结果作为延迟分布。
在这种情况下，第一预定时间较好是等于第二预定时间。而且，瑞克接收机可以更进一步包括设定第一到第四预定系数的一滤波器系数设定部分。无限脉冲响应滤波器部分也可以具有如下的传递函数H(Z)：H(Z)=Kb0+b1Z-1+b2Z-2a0+a1Z-1+a2Z-2]]>在此a0和b0分别是预定常数，K、a1、a2、b1和b2分别是第一到第五预定系数。无限脉冲响应滤波器部分也包括级联连接的多个无限脉冲响应(ⅡR)滤波器。在这个时候，多个无限脉冲响应(ⅡR)滤波器的每一个可以包括第一和第二加法器、第一和第二延迟单元以及第一到第四乘法器。第一加法器将相关值信号与第一和第二延迟数据相加以产生第一相加结果。第一延迟单元按照第一预定时间延迟第一相加结果以输出第一延迟结果。第二延迟单元按照第二预定时间延迟第一延迟结果以输出第二延迟结果。第二乘法器用第二预定系数乘以第一延迟结果以产生第一延迟数据。第二乘法器用第二预定系数乘以第二延迟结果以产生第二延迟数据。第三乘法器用第三预定系数乘以第一延迟结果以产生第三延迟数据。第四乘法器用第四预定系数乘以第二延迟结果以产生第四延迟数据。第二加法器将第三和第四延迟数据与第一相加结果相加以产生第二相加结果作为延迟分布。
在这种情况下，第一预定时间较好是等于第二预定时间。无限脉冲响应滤波器部分也可以具有如下传递函数H(Z)：H(Z)=b0+b1Z-1+b2Z-2a0+a1Z-1+a2Z-2]]>在此a0和b0分别是预定常数，a1、a2、b1和b2分别是第一到第四预定系数。
在另外一个方面，从接收信号中解调数据的方法是由如下步骤达到的：(a)将接收载波信号转换成为基带信号；(b)利用预定扩展码从基带信号中计算相关值信号；利用作为低通滤波器的无限脉冲响应(ⅡR)滤波器从相关值信号中计算延迟分布；(d)根据延迟分布检测所选择路径的相位；(e)响应每一选择路径相位利用预定扩展码解扩展基带信号以产生解扩展的基带信号；(f)解调解扩展的基带信号以输出数据。
(c)计算延迟分布可以由如下步骤获得：(g)将相关值信号与第一和第二延迟数据相加以产生第一相加结果；(h)按照第一预定时间延迟第一相加结果以输出第一延迟结果；(i)按照第二预定时间延迟第一延迟结果以输出第二延迟结果；(j)用第一预定系数乘以第一延迟结果以产生第一延迟数据；(k)用第二预定系数乘以第二延迟结果以产生第二延迟数据；(l)用第三预定系数乘以第一延迟结果以产生第三延迟数据；(m)用第四预定系数乘以第二延迟结果以产生第四延迟数据；以及(n)将第三和第四延迟数据与第一相加结果相加以产生第二相加结果作为延迟分布。
在这种情况下，第一预定时间较好是等于第二预定时间。
(c)计算延迟分布也可以通过使用具有如下传递函数H(Z)的无限脉冲响应滤波器，从相关值信号中计算延迟分布而获得：H(Z)=b0+b1Z-1+b2Z-2a0+a1Z-1+a2Z-2]]>
在此a0和b0分别是预定常数，a1、a2、b1和b2分别是第一到第四预定系数。
这种方法也可以包括根据接收载波信号的接收情况转换第一到第四预定系数。
本发明的另外一个方面，一种用于执行如下步骤的程序：(g)将相关值信号与第一和第二延迟数据相加以产生第一相加结果；(h)按照第一预定时间延迟第一相加结果以输出第一延迟结果；(i)按照第二预定时间延迟第一延迟结果以输出第二延迟结果；(j)用第一预定系数乘以第一延迟结果以产生第一延迟数据；(k)用第二预定系数乘以第二延迟结果以产生第二延迟数据；(l)用第三预定系数乘以第一延迟结果以产生第三延迟数据；(m)用第四预定系数乘以第二延迟结果以产生第四延迟数据；以及(n)将第三和第四延迟数据与第一相加结果相加以产生第二相加结果作为延迟分布。
图1是显示常规例子的瑞克接收机的方块图；
图2是使用移动平均方法的图1中所示延迟分布计算部分31的一例子的电路图。
图3是图1中所示延迟分布计算部分的另一个例子的电路图；
图4是图2中的延迟分布计算部分的频率特性图；
图5是当滤波器特性被转换时的图2中的延迟分布计算部分的频率特性图；
图6是显示本发明第一实施例的瑞克接收机的构成中的一电路方块图；
图7是具有图6所示IIR滤波器的延迟分布计算部分的电路图；
图8是图6中所示延迟分布计算部分的频率特性图；
图9是在图8所示频率特性曲线中可通过的频带的扩展图；
图10是显示本发明第二实施例的瑞克接收机的构成的一电路方块图；
图11是图10中所示延迟分布计算部分的频率特性曲线图。
在下文中，将参照附图详细地描述本发明的瑞克接收机。
图6是本发明第一实施例的瑞克接收机的方块图。如图6所示，第一实施例中的瑞克接收机是由无线电接收部分1、同步解扩展部分2、延迟分布计算部分3、同步建立和跟踪部分4、数据解调解扩展部分5和数据解调部分6组成。无线电接收部分1将从天线收到的接收载波信号转换成为扩展基带信号。同步解扩展部分2输入这个扩展的基带信号，并且通过计算该扩展的基带信号与系统确定的扩展码的相关，输出一个相关值。具有IIR滤波器的延迟分布计算部分3输入该相关值并且根据该相关值计算延迟分布。同步建立和跟踪部分4输入这个延迟分布和上述扩展基带信号并且检测选定的路径的相位。数据解调解扩展部分5输入选择的路径相位和基带扩展信号，并且通过使用系统确定的扩展码在选择的路径相位的时序中解扩展被扩展的基带信号。数据解调部分6将这个解扩展基带信号解调成为数据在这种情况下，在延迟分布计算部分3中使用的ⅡR滤波器是一低通带滤波器，该低通带滤波器在可通行的频带中具有平坦的频率特性，而且在可通行的频带之外的频带中具有陡峭的衰减频率特性。
接下来，将描述具有上面的结构的瑞克接收机的工作过程。首先，无线电接收部分1将由天线收到的载频信号转换成为合成的扩展基带信号。同步解扩展部分2输入该合成的扩展基带信号，并且随时间移动执行系统预定扩展码的复共扼和合成的扩展基带信号的复数乘法，并且对于一个符号时间求和复数乘法结果。因此，计算出并且输出在各个扩展时间的相关值。只有当可以获得与扩展码的同步时，相关值具有大的值。即，大相关值意味着知道了与选定的路径的同步建立的位置。
具有ⅡR滤波器的延迟分布计算部分3通过使用在可通行的频带中具有平坦特性的ⅡR型低通带滤波器，对在各自时序的相关值执行滤波处理，以产生延迟分布。通过执行滤波处理，消除来自其它站的干扰和噪声的影响，可以获得延迟分布。结果，同步建立和跟踪部分4可以获得具有高可靠性的延迟分布。因此，如果根据延迟分布执行同步跟踪，那么选择的路径的相位变成正确的，并且通过数据解调解扩展部分5和数据解调部分6可以高接收精度的得到发送数据。
图7是显示具有图6所示ⅡR滤波器的延迟分布计算部分2的结构的一个电路图。如图7所示，计算部分是由第一和第二加法器10a和10b、第一和第二延迟单元12a和12b、以及第一到第五乘法器11a到11e构成。第五乘法器11e用K乘以相关值信号。第一加法器11a将乘法器11e的输出与第一和第二延迟数据相加。第一延迟单元12a按照一个预定时间延迟第一加法器11a的相加输出，并且输出第一延迟结果。第二延迟单元12b按照与第一延迟单元12a的延迟时间相同的时间延迟从第一延迟单元12a输出的第一延迟结果，并且输出第二延迟结果。第一和第二乘法器11a和11b分别用预定系数(-a1)和(-a2)乘以第一和第二延迟结果，以产生上述第一和第二延迟数据以便将它们反馈到第一加法器10a。第三和第四乘法器11c和11d分别用预定系数(-b1)和(-b2)乘以第一和第二延迟结果，以产生第三和第四延迟数据。第二加法器10b将由第三和第四乘法器11c并且11d产生的第三和第四延迟数据加到第一加法器10a的相加输出，以产生延迟分布。
上述ⅡR滤波器电路是由所谓的1D型电路结构构成的，已知该结构在计算元件是使用于时分方式时，可以在不增加任何新的寄存器的情况下适合于时分处理。按照这样的一个电路结构，与上述图2的常规的例子相比，加法器10和延迟单元12可以大大地减少。当加法器10被使用于时分处理时，延迟单元12的规模是一个问题。然而，可以理解在这个实施例中的ⅡR滤波器电路在电路规模上是较小的。而且在这个实施例中的ⅡR滤波器中，附加了在图2中没有显示的乘法器11a到11d。然而，这些乘法器11a到11d不是专门只为ⅡR滤波计算提供的。即，乘法器可以被用于以时分方式计算相关值。用这种方式，在这个实施例中，1-D型滤波器被选择为ⅡR滤波器的结构。因此，可以实现等于或小于常规的例子的电路规模的计算部分。
图8是图6的延迟分布计算部分的频率特性曲线图，图9是显示图8中的可通行的低频带的扩大的频率特性曲线示图。与上述常规的移动平均特性曲线B相比，在这个时候使用的ⅡR低通带滤波器的频率特性A在可通行的低频频带内具有平坦的特性，在出了该低频频带的截止频带内具有大的衰减。这个滤波器的传递函数是按照下列传递函数方程式显示的。H(Z)=Kb0+b1Z-1+b2Z-2a0+a1Z-1+a2Z-2]]>在此系数分别是K=0.00362991,b0=1,b1=2,b2=1,a0=1,a1=-1.8225,a2=0.837012。
b0和a1的值是预定的。这些值是具有二次巴特沃兹特性的系数的一例子，并且通过用高阶滤波或一种滤波类型代替它，可以获得更好的特性。
用这种方式，在第一实施例中，重要的是使用具有比上述常规的移动平均滤波器更好的特性的滤波器。在这个时候，可以认为低频频带对应于有效选择的路径的连续时间。为了使路径长的连续时间相当于窄频带，并且还使有效路径短的连续时间相当于宽的频带。即，因为在可通行的低频频带内特性是平坦的，在具有短的连续时间的路径和具有长连续时间的路径之间特性是恒定的。因此，在连续时间逝去之后，可以可靠地捕获路径。
因此，通过使用这个滤波器产生的延迟分布被输入到同步建立和跟踪部分4。同步建立和跟踪部分4为N个较大的延迟分布值选择时序并且输出每个时序作为为瑞克合成选择的路径相位。
到瑞克接收机的传送数据的传入波的时序随着信道的时间的变化而改变。在这个时候，同步建立和跟踪部分4输出那些时序以跟随时间的变化。而且，因为数据解调解扩展部分5是由N个指状电路构成，而N个选择的路径被分配给这N个指状电路。每个指状元件电路在分配的时间解调数据，数据解调部分6多径分离-合成通过每个指状电路解扩展的基带信号，以作为接收数据输出。
如上面提到的，根据本发明的第一实施例，在产生延迟分布的情况下，来自其它站的干扰和噪声的影响的消除是由在可通行的低频频带内具有平坦特性的平坦的ⅡR型低通带滤波器实现的。因此，可以更可靠地消除延迟分布的噪声。由于这个原因，同步建立和跟踪部分4根据具有较小噪音的延迟分布运转，而同步建立和跟踪的性能可以大大地提高，接收精度可以提高。
上述例子是一个滤波的情况。然而，在高阶的滤波器结构(二阶、四阶等等)时，是以级联方式连接多个滤波器使用，可以实现更好的噪声消除特性。在这种情况下，每个滤波器具有如图7所示的相同的结构。
接下来，将描述根据本发明第二实施例的瑞克接收机。象上述第一实施例一样，按照第二实施例的瑞克接收机被用于频谱扩展(SS)通信的无线电通信装置的接收部分，或被用于当执行接收信号和扩展码之间同步建立和跟踪时可以正确地执行路径相位选择的瑞克接收机中。在那时，设置用于延迟分布计算部分的ⅡR滤波器，并且更进一步设置滤波系数切换部分，以便按照接收状态切换这个滤波器的滤波系数。用这种方式，可以改变滤波器的截止频率以使接收精度可以按照接收状况改善。
图10是显示根据本发明第二实施例的瑞克接收机的结构的方块图。如图10所示，与上述的第一实施例相比，这个实施例的特征在于设置了滤波系数切换部分7。因为其它零组件是相同的，所以省略了对它们的描述。在这里，检测接收装置停止或处于低速移动的情况，并且系数被切换到用于窄频带的系数，以致于获得更稳定的延迟分布。
图11是图10的延迟分布计算部分的频率特性曲线图。当由滤波系数切换部分7切换滤波系数时，可以获得如图11所示的频率特性曲线A＇。应该注意到特性曲线A是与图9所示相同的特性曲线，特性曲线B和B’是图4和图5中所示的特性曲线。在这个时候，当系数被切换时，滤波器的传递函数由上述方程式(3)所示的。例如，通过使用系数K=0.000946888、b0=1、b1=2、b2=1、a0=1、a1=-1.9111、以及a2=0.991488，可以实现如图11所示的特性曲线A＇。
除了这些之外，本发明能够有许多的变化。例如，检测高速运动的接收机致使系数被切换到用于宽频带的系数，以致实现更稳定的延迟分布。尤其是，在高速运动的情况下，因为没有稳定的路径相位，通过增加DC截止特性曲线，可以实现延迟分布。
而且，通过ⅡR滤波器的滤波处理过程可以由记录在记录媒体中并且装载进入接收机的一个软件程序执行。
如上面描述的，在本发明中，在低可通行的频带内具有平坦特性的ⅡR滤波器被用在延迟分布计算部分中。结果，与由常规的移动平均方法产生延迟分布相比，可以获得从中消除了来自其它站的干扰和噪声的影响的延迟分布。因此，可以改善基于较小噪声的延迟分布工作的同步建立和跟踪部分的同步建立和跟踪性能。因此能够改进解调数据质量。
而且，在本发明中，因为使用二阶ⅡR滤波器，本发明能够以比使用多个抽样的移动平均方法的常规电路更小的电路规模得以实现。
此外，在本发明中，通过增加ⅡR滤波器的阶数，能够获得从中消除了来自其它站的干扰和噪音的影响的延迟分布。结果，能够更进一步提高解调的数据质量。而且，在本发明中，通过不使用1D型ⅡR滤波器而是使用2D型滤波器，能够变成并联计算电路，所以能够实现更高速度的延迟分布计算。