开关电源用控制装置和开关电源.pdf

本发明在于提供使电流环的增益最佳化的控制装置。开关电源(1)用的控制装置(6)，具有在每一个开关周期检测在电感器(4)中流动的电流的电流检测机构(14)。乘算机构(15)在电流检测信号上乘以电流控制增益Kamp产生信号PIS。运算机构(11)在电压检测信号VS上加上具有开关频率的1/2的频率的矩形波信号RS，同时，减去信号PIS，产生控制信号CS。增益调整机构(17)调整电流控制增益，使得ΔPIS/ΔD成为规定的常数，其中ΔPIS是信号PIS的每一个开关周期的变化量，ΔD是驱动脉冲信号时间比率的每一个开关周期的变化量。

1.  一种控制开关电源的开关电源用控制装置，其特征在于：
所述开关电源，包括以规定的开关周期和规定的开关频率进行开关的开关元件，和使所述开关元件的输出平滑化的平滑电路，该平滑电路具备连接在所述开关元件上的电感器，
所述开关电源用控制装置，具备：
检测开关电源的输出电压，产生与该输出电压对应的电压检测信号的电压检测机构；
在每一个所述开关周期中检测在所述电感器中流动的电流，产生与所述电流对应的电流检测信号的电流检测机构；
产生具有所述开关频率的1/2的频率的矩形波信号的矩形波信号产生机构；
使所述电流检测信号乘以电流控制增益，产生增益乘算电流检测信号的乘算机构；
使所述电压检测信号加上所述矩形波信号，同时减去所述增益乘算电流检测信号，产生控制信号的运算机构；
产生具有与所述控制信号的大小对应的时间比率的驱动脉冲信号，向所述开关元件供给该驱动脉冲信号以驱动所述开关元件的驱动信号产生机构；和
根据所述增益乘算电流检测信号和所述时间比率调整电流控制增益的增益调整机构，
所述驱动信号产生机构产生所述驱动脉冲信号，使得ΔD/ΔCS变为常数a，
所述增益调整机构，调整所述电流控制增益，以满足ΔPIS/ΔD＝-1/2a，
其中，ΔD是所述时间比率的每一个所述开关周期的变化量，ΔCS是所述控制信号的每一个所述开关周期的变化量，ΔPIS是所述增益乘算电流检测信号的每一个所述开关周期的变化量。

2.  一种开关电源用控制装置，是通过连接到平滑电路构成开关电源的开关电源用控制装置，其特征在于：
所述平滑电路包括电感器，
所述开关电源用控制装置，具备：
以规定的开关周期和规定的开关频率进行开关，必须连接到所述电感器上的开关元件；
检测所述开关电源的输出电压，产生与该输出电压对应的电压检测信号的电压检测机构；
在每一个所述开关周期中检测在所述电感器中流动的电流，产生与所述电流对应的电流检测信号的电流检测机构；
产生具有所述开关频率的1/2的频率的矩形波信号的矩形波信号产生机构；
使所述电流检测信号乘以电流控制增益，产生增益乘算电流检测信号的乘算机构；
使所述电压检测信号加上所述矩形波信号，同时减去所述增益乘算电流检测信号，产生控制信号的运算机构；
产生具有与所述控制信号的大小对应的时间比率的驱动脉冲信号，向所述开关元件供给该驱动脉冲信号以驱动所述开关元件的驱动信号产生机构；和
根据所述增益乘算电流检测信号和所述时间比率调整所述电流控制增益的增益调整机构，
所述驱动信号产生机构产生所述驱动脉冲信号，使得ΔD/ΔCS变为常数a，
所述增益调整机构，调整所述电流控制增益，以满足ΔPIS/ΔD＝-1/2a，
其中，ΔD是所述时间比率的每一个所述开关周期的变化量，ΔCS是所述控制信号的每一个所述开关周期的变化量，ΔPIS是所述增益乘算电流检测信号的每一个所述开关周期的变化量。

3.  如权利要求1或2所述的开关电源用控制装置，其特征在于：
所述开关元件，具有ON电阻，
所述电流检测装置，通过检测所述ON电阻的两端的电压，检测在所述电感器中流动的电流。

4.  如权利要求1或2所述的开关电源用控制装置，其特征在于：
所述增益乘算电流检测信号，在所述每一个开关周期内交互反复上升和下降，
所述时间比率，与所述增益乘算电流检测信号的上升同步减少，与所述增益乘算电流检测信号的下降同步增加。

5.  如权利要求1或2所述的开关电源用控制装置，其特征在于：
所述驱动信号产生机构，包括产生以规定的振幅和以所述开关频率进行振动的斜坡信号的斜坡信号产生装置，
所述常数a是所述斜坡信号的振幅的倒数。

6.  如权利要求1或2所述的开关电源用控制装置，其特征在于：
所述增益调整机构，包括：
计算(1/2a)·D_A+PIS_A，并产生表示该计算结果的第一结果信号的第一运算机构；
计算(1/2a)·D_B+PIS_B，并产生表示该计算结果的第二结果信号的第二运算机构；
对所述第一结果信号和所述第二结果信号进行比较，产生表示该比较结果的第一比较信号的第一比较机构；
从所述驱动脉冲信号中检测所述D_A和所述D_B的时间比率检测机构；
对检测出的所述D_A和检测出的所述D_B进行比较，产生表示该检测结果的第二比较信号的第二比较机构；和
与所述第一和第二比较信号相对应地增加或减少所述电流控制增益，以决定所述电流控制增益的增益决定机构，
其中，D_A是所述矩形波信号为高期间的所述时间比率，PIS_A是所述矩形波信号为高期间的所述增益乘算电流检测信号的大小，
D_B是所述矩形波信号为低期间的所述时间比率，PIS_B是所述矩形波信号为低期间的所述增益乘算电流检测信号的大小。

7.  如权利要求1或2所述的开关电源用控制装置，其特征在于：
所述增益乘算电流检测信号，是模拟信号，
所述增益调整机构，包括：
使所述增益乘算电流检测信号数字化，以产生数字增益乘算信号的数字-模拟转换器；
从所述数字增益乘算信号中检测所述ΔPIS的第一数字检测电路；
从所述驱动脉冲信号中检测所述ΔD的第二数字检测电路；
用检测出的所述ΔPIS和ΔD计算ΔPIS/ΔD的数字除算器；
对计算出的ΔPIS/ΔD和-1/2a进行比较，产生表示该比较结果的输出信号的数字比较器；
根据所述数字比较器的输出信号，增加或减少所述电流控制增益，使得ΔPIS/ΔD接近-1/2a，以产生表示该增加或减少后的电流控制增益的数字增益信号的数字增益决定电路；和
使所述数字增益信号模拟化，产生模拟增益信号的数字-模拟转换器，
所述乘算机构，接受所述模拟增益信号和所述电流检测信号，产生相当于两者之积的输出信号作为所述增益乘算电流检测信号。

8.  一种开关电源，具备：
以规定的开关周期和规定的开关频率进行开关的开关元件；
使所述开关元件的输出平滑化，产生该开关电源的输出电压的平滑电路；和
控制所述开关元件的开关的控制装置，其中，
所述平滑电路包括已连接到所述开关元件上的电感器，
所述控制装置，具备：
检测所述开关电源的输出电压，产生与该输出电压对应的电压检测信号的电压检测机构；
在每一个所述开关周期中检测在所述电感器中流动的电流，产生与该电流对应的电流检测信号的电流检测机构；
产生具有所述开关频率的1/2的频率的矩形波信号的矩形波信号产生机构；
使所述电流检测信号乘以电流控制增益，产生增益乘算电流检测信号的乘算机构；
使所述电压检测信号加上所述矩形波信号，同时减去所述增益乘算电流检测信号，产生控制信号的运算机构；
产生具有与所述控制信号的大小对应的时间比率的驱动脉冲信号，向所述开关元件供给该驱动脉冲信号以驱动所述开关元件的驱动信号产生机构；和
根据所述增益乘法信号和所述时间比率调整所述电流控制增益的增益调整机构，
所述驱动信号产生机构产生所述驱动脉冲信号，使得ΔD/ΔCS变为常数a，
所述增益调整机构，调整所述电流控制增益，以满足ΔPIS/ΔD＝-1/2a，
其中，ΔD是所述时间比率的每一个所述开关周期的变化量，ΔCS是所述控制信号的每一个所述开关周期的变化量，ΔPIS是所述增益乘算电流检测信号的每一个所述开关周期的变化量。

开关电源用控制装置和开关电源
技术领域
本发明涉及借助于电流模式控制进行相位超前补偿的开关电源用控制装置和开关电源。
背景技术
开关电源具有小型轻重量而且高效率等的特性，已被组装到各种设备内作为微型计算机或个人计算机等的电源得到广泛的应用。在这些个人计算机等中，不断推进着低电压化和高速处理化，另一方面消耗电流在不断增加。为此，在开关电源中，负载电流就要与个人计算机等中的处理负载相应急剧地增大或减少。此外，开关电源，还具有易于应对宽范围的输入电压范围的特性，还可以用做可应对世界数个国家中的电源或输入电压的规格设定宽的电源。在开关电源中，对于此负载电流或输入电压的变化必须保障稳定的输出电压。此外，即便是对应于负载电流或输入电压的急剧的变化，输出电压显示出瞬态应答时，也要求迅速地恢复到稳定的状态。
特别是要驱动VRM(电压调整模块voltage regulator module)或POL(负载点point of load)等的微处理器或DSP(数字式信号处理器digital signal processor)等的时钟频率高、低电压的LSI(大规模集成电路large scale integration)的开关电源，为了应对负载电流的急剧变化，一般要求高速应答性。但是，在作为输出电路具备LC滤波电路的开关电源中，由于LC滤波电路的影响会发生相位滞后。
开关电源，也可以具备控制器IC(Intergrated circuit)等的控制装置，借助于该控制装置使FET(Field effect transistor)等的开关元件的输出电压进行ON/OFF。该控制装置，对开关电源的输出电压进行反馈构成电压环，根据该输出电压，产生用来使开关元件进行ON/OFF的脉宽调制(PWM)信号。在“An Accurate and Practical Small-Signal Modelfor Current-Mode Control”、Ridley Engineering inc.、1999中，公开了对在LC滤波器电路的电感器中流动的电流进行反馈构成电流环，借助于使用在电感器中流动的电流的电流模式控制进行相位超前补偿的控制装置。在电流环中，一般要反馈所检测到的电流乘上恒定的电流控制增益的值。在该电流控制增益中存在着一个最佳值。此外，在Data Sheetof HIP6301 PWM controller，intersil corporation，2002年中，记载了根据开关元件变为ON时的ON电阻的两端的电压检测在电感器中流动的电流的情况。
但是，在用开关元件的ON电阻检测电流时，该ON电阻的电阻值将影响电流环的增益。由此，在ON电阻的电阻值中存在着波动或温度变化等时，则电流环的增益就将从最佳值变动，使控制系统变得为不稳定。其结果会使输出电压的变动变大，存在着输出电压产生振动的可能性。若电流环的增益变大，则在高频区域中增益余量就会不足，输出电压的控制变得不稳定。另一方面，若电流环的增益减小，则在高频区域中相位余量不充分，相位超前效果降低使得输出电压的控制变得不稳定。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供使电流环的增益最佳化的开关电源控制装置和开关电源。
本发明的一个方面，是涉及控制开关电源的开关电源用控制装置。开关电源，包括以规定的开关周期和规定的开关频率进行开关的开关元件和使开关元件的输出平滑化的平滑电路。平滑电路，具备已连接开关电源的电感器。该开关电源用控制装置，具备：检测开关电源的输出电压，产生与该输出电压对应的电压检测信号的电压检测机构；在每一个开关周期中检测在电感器中流动的电流，产生与该电流对应的电流检测信号的电流检测机构；产生具有开关频率的1/2的频率的矩形波信号的矩形波信号产生机构；给电流检测信号乘上电流控制增益，产生增益乘算电流检测信号的乘算机构；对电压检测信号加上矩形波信号的同时，减去增益乘算电流检测信号，以产生控制信号地运算机构；产生具有与控制信号的大小对应的时间比率的驱动脉冲信号，向开关元件供给该驱动脉冲信号以驱动开关元件的驱动信号产生机构；根据增益乘法信号和时间比率调整电流控制增益的增益调整机构。驱动信号产生机构产生上述驱动脉冲信号，使得ΔD/ΔCS(此处，ΔD是时间比率的每一个开关周期的变化量，ΔCS是控制信号的每一个开关周期的变化量)变为常数a。增益调整机构调整电流控制增益，使得满足ΔPIS/ΔD＝-1/2a(此处，ΔPIS是增益乘算电流检测信号的每一个开关周期的变化量)。
本发明的另一方面涉及连接到平滑电路构成开关电源的开关电源用控制装置。平滑电路包括电感器。该开关电源用控制装置，具备：以规定的开关周期和规定的开关频率进行开关，应当连接到电感器上的开关元件；检测开关电源的输出电压，产生与该输出电压对应的电压检测信号的电压检测机构；在每一个开关周期中检测在电感器中流动的电流，产生与该电流对应的电流检测信号的电流检测机构；产生具有开关频率的1/2的频率的矩形波信号的矩形波信号产生机构；给电流检测信号乘上电流控制增益，产生增益乘算电流检测信号的乘算机构；在电压检测信号上加上矩形波信号，同时减去增益乘算电流检测信号，产生控制信号的运算机构；产生具有与控制信号的大小对应的时间比率的驱动脉冲信号，向开关元件供给该驱动脉冲信号以驱动开关元件的驱动信号产生机构；根据增益乘算检测信号和时间比率调整电流控制增益的增益调整机构。驱动信号产生机构产生驱动脉冲信号，使得ΔD/ΔCS(此处，ΔD是时间比率的每一个开关周期的变化量，ΔCS是控制信号的每一个开关周期的变化量)变为常数a。增益调整机构调整电流控制增益，使得满足ΔPIS/ΔD＝-1/2a(此处，ΔPIS是增益乘算电流检测信号的每一个开关周期的变化量)。
上述的开关电源用控制装置，具备用来根据开关电源的输出电压产生驱动脉冲信号的电压环，和用来根据在开关电源内的电感器中流动的电流进行相位超前补偿的电流环。由于基于具有1/2开关频率的矩形波信号加到与输出电压对应的电压检测信号上所产生的控制信号产生驱动脉冲信号，故在矩形波信号为高的期间和矩形波信号为低期间内驱动脉冲信号的脉宽会发生变动，与此同时，时间比率也将变动。由于矩形波信为高的期间与为低的期间分别等于1个开关周期，故该驱动脉冲信号的时间比率在每一个开关周期中都要变化。与该驱动脉冲信号对应，在平滑电路的电感器中流动的电流也会变动，与该电流变动相对应，增益乘算电流检测信号在每一个开关周期内都进行变化。由于增益调整机构调整电流控制增益，使得满足ΔPIS/ΔD＝-1/2a，故可以使电流环的增益收敛为最佳的值，即收敛为可以得到充分的相位超前效果且可以使控制系统稳定化的值。即便是由于开关元件具有ON电阻，该电阻值因元件的波动或温度变化等而变化，也可以自动调整电流控制增益，抵消ON电阻值的变化，使电流环的增益变成为最佳的值。由于可使电流环增益最佳化，故就由控制装置中的电流环控制可以得到充分的相位超前效果，可以对应于高的开关频率的控制。因此，在开关电源中，控制系统稳定化，输出电压不会有大的变动，也可以进行高速应答。此外，在开关电源的过电流检测中，与开关元件的ON电阻的电阻值无关，可以进行过电流检测。此外，即便起因于开关电源的负载的动作等使得负载电流在每一个开关周期中交互地反复增加和减少时，由于在每一个同一开关周期内检测ΔPIS/ΔD以调整电流控制增益，故可以稳定的进行电流环控制。
另外，驱动脉冲信号，是用来使开关电源的开关元件进行ON/OFF的信号，例如，是PWM信号。与开关电源的输出电压对应的电压检测信号，是用来根据输出电压进行反馈控制的信号，例如，是对所检测到的输出电压和目标电压差分放大后的信号。驱动脉冲信号的时间比率，是在驱动脉冲信号的1个周期中所占有的使开关元件变成为ON的期间的比率(即，在开关动作的1个周期中所占有的ON期间的比率)。电流控制增益的调整，既可以直接使用驱动脉冲信号的时间比率，也可以使用反映时间比率的别的参数，例如，使用驱动脉冲信号的脉宽。
开关元件，也可以具有ON电阻。电流检测机构，也可以通过检测ON电阻的两端的电压，检测在电感器中流动的电流。
增益乘算电流检测信号，在每一个开关周期内也可以交互地反复上升和下降。时间比率也可以随着增益乘算电流检测信号的上升同步地减少，随着增益乘算电流检测信号的下降同步地增加。
驱动信号产生机构，可以包括产生以规定的振幅和开关频率进行振动的斜坡信号(ramp)的斜坡信号产生机构。常数a可以是斜坡信号的振幅的倒数。
增益调整机构，可以包括：计算(1/2a)·D_A+PIS_A(此处，D_A是矩形波信号在高期间的时间比率，PIS_A是矩形波信号在高期间的增益乘算电流检测信号的大小)，并产生表示该计算结果的第一结果信号的第一运算机构；计算(1/2a)·D_B+PIS_B(此处，D_B是矩形波信号在低期间的时间比率，PIS_B是矩形波信号在低期间的增益乘算电流检测信号的大小)，并产生表示该计算结果的第二结果信号的第二运算机构；比较第一结果信号和第二结果信号，产生表示该比较结果的第一比较信号的第一比较机构；从驱动脉冲信号中检测D_A和D_B的时间比率检测机构，比较所检测到的D_A和所检测到的D_B，产生表示该比较结果的第二比较信号的第二比较机构；与第一和第二比较信号相对应地增加或减少电流控制增益以决定电流控制增益的增益决定机构。
增益乘算电流检测信号也可以是模拟信号。增益调整机构，也可以包括：使增益乘算电流检测信号数字化以产生数字增益乘算信号的模拟-数字转换器；从数字增益乘算信号中检测ΔPIS的第一数字检测电路；从驱动脉冲信号中检测ΔD的第二数字检测电路；使用检测到的ΔPIS和ΔD计算ΔPIS/ΔD的数字除法器；比较计算的ΔPIS/ΔD和-1/2a，产生表示该比较结果的输出信号的数字比较器；基于数字比较器的输出信号，增加或减少电流控制增益，使得ΔPIS/ΔD接近-1/2a，以产生表示该已增加或减少的电流控制增益的数字增益信号的数字增益决定电路；使数字增益信号模拟化，产生模拟增益信号的数字-模拟转换器。乘算机构，也可以接受模拟增益信号和电流检测信号，产生相当于两者之积的输出信号作为增益乘算电流检测信号。
本发明再一方面涉及开关电源。该开关电源，具备：以规定开关周期和规定的开关频率进行开关的开关元件；使开关元件的输出平滑化，产生该开关电源的输出电压的平滑电路；控制开关元件的开关的控制机构。平滑电路包括已连接到开关元件上的电感器。控制装置，具备：上述的电压检测机构、电流检测机构、矩形波信号产生机构、乘算机构、运算机构、驱动信号产生机构和增益调整机构。
在该开关电源中，通过控制装置可以自动调整电流控制增益，由此，可以使电流环的增益最佳化。因此，该开关电源，可以用已充分进行了相位超前补偿的驱动脉冲信号使开关元件进行ON/OFF。其结果是在该开关电源中，可以通过相位超前补偿进行高速应答，并使得控制系统稳定化。
根据本发明，由电流模式控制进行相位超前补偿时，通过自动调整电流控制增益，可以使得电流环的增益最佳化、得到充分的相位超前效果，同时还可以使得控制体系稳定化。因此，使用开关元件的ON电阻作用检测电流时，可以补偿ON电阻值的变动，使得输出电压稳定化。
附图说明
图1是第一实施方式的DC/DC转换器的构成图。
图2是图1的控制器IC的时间图，(a)是来自差动放大电路的电压信号，(b)是来自乘算器的增益乘算电流检测信号，(c)是来自比较器的PWM信号，(d)是来矩形波信号产生电路的矩形波信号，(e)是来自电流控制增益调整电路的电流控制增益，(f)是电流环电路的增益。
图3是表示在图1的DC/DC转换器中使得增益最佳化的电流环的框图。
图4表示在图3的电流环中增益a·ki·k＝1时的传递函数的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。
图5表示在图3的电流环中增益a·ki·k＝0.5时的传递函数的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。
图6表示在图3的电流环中增益a·ki·k＝1.5时的传递函数的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。
图7是表示图3的电流环的增益a·ki·k与传递函数G之间的关系的曲线图。
图8是用来说明增益乘算电流检测信号的变化量ΔPIS与PWM信号的变化量ΔD的时间图，(a)是增益乘算电流检测信号，(b)是矩形波信号，(c)是PWM信号。
图9是电流控制增益调整电路的详细的电路图。
图10是图1的电流控制增益调整电路的时间图，(a)是矩形波信号，(b)是PWM信号，(c)是最大PWM信号，(d)是增益乘算信号，(e)是加法运算信号，(f)是时间比率信号，(g)是第一时钟信号，(h)是第二时钟信号，(i)是第三时钟信号。
图11是表示公式(17)的左边和右边的大小关系和电流控制增益的增/减的表。
图12是在第二实施方式中使用的电流控制增益调整电路的构成图。
图13是第三实施方式的DC/DC转换器的构成图。
符号说明
1DC/DC转换器；2高端FET；3低端FET；4电感器；5电容器；6控制器IC；6a电压环电路；6b电流环电路；6c增益最佳化电路；10差动放大电路；10a差动放大器；10b直流电压源；10c～10e电阻；10f电容器；11加算器；12斜坡信号产生电路；13比较器；14电流检测电路；15乘算器；16矩形波信号产生电路；17电流控制增益调整电路；17a直流电压源；17b、17c开关；17d加算器；17e、17f电压控制电流源；17g、17h电容器；17i、17j复位开关；17k、17l、17m、17n采样保持电路；17o、17p比较器；17q增值减值计数器；17r D/A转换器
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。此外，在图面的说明中，对于相同的要素赋予相同的标号并省略重复的说明。
第一实施方式
在本实施方式中，将本发明的开关电源应用于降压型的DC/DC转换器，将本发明的开关电源用控制装置应用于产生用来控制DC/DC转换器的开关元件的PWM信号的控制器IC。本实施方式的控制器IC，通过电流模式控制进行相位超前补偿。
参照图1说明DC/DC转换器1的构成。图1是表示DC/DC转换器器的构成的图。
DC/DC转换器1是把直流的输入电压Vi变换成直流的输出电压Vo(＜Vi)的电源电路。DC/DC转换器1可在各种各样的用途中使用，例如，可作为VRM或POL使用。此外，DC/DC转换器1还是通过PWM控制使开关元件进行ON/OFF的开关调节器。输入电压Vi是可变的，已设定了输入电压范围(例如，5～12V)。输出电压Vo，可根据负载L设定规定的目标电压(例如，1V)。负载L，是例如相当于计算机或路由器等通信设备等中的CPU、MPU、DSP，用高的时钟频率(例如，数GHz)动作，负载电流是对应于处理负载变动大的负载。
DC/DC转换器1，作为主要的构成，具备：开关元件的高端FET2和低端FET3以及电感器4、电容器5和控制器IC6。高端FET2在来自控制器IC6的脉宽调制(PWM)信号PS为高信号时变成为ON。另一方面，PWM信号PS反转输入低端FET3。由此，PWM信号PS为低信号时，输入低端FET3为高信号，低端FET3就变成为ON。电感器4和电容器5，构成LC滤波器电路，这些作为平滑电路25起作用。通过FET2、3的开关动作，向平滑电路25输出具有与输入电压Vi相等的振幅的脉冲状电压，平滑电路25使该脉冲状电压平均化。控制器IC6，根据输出电压Vo和在电感器4中流动的电流I，由电流模式控制产生PWM信号，控制FET2、3的状态(就是说，ON状态或OFF状态)，使得输出电压Vo变为目标电压。
以下，参照图1及图2，详细地说明控制器IC6。图2是用来说明控制器IC6的动作的时间图，(a)是来自差动放大电路的电压信号，(b)是来自乘算器的增益乘算电流检测信号，(c)是来自比较器的PWM信号，(d)是来自矩形波信号产生电路的矩形波信号，(e)是由电流控制增益调整电路决定的电流控制增益，(f)是电流环电路的增益。
控制器IC6，主要具备：差动放大电路10、加算器11、斜坡信号产生电路12、比较器13、电流检测电路14、乘算器15、矩形波信号产生电路16、电流控制增益调整电路17。这些构成要素构成电压环电路6a、电流环电路6b和增益最佳化电路6c。向电压环电路6a反馈输出电压Vo。电压环电路6a根据其输出电压Vo产生PWM信号PS。向电流环电路6b反馈在电感器4中流动的电流I。电流环电路6b用该电流I进行相位超前补偿。增益最佳化电路6c，为了使电流环的增益变成为最佳值(在本实施方式中为1)而自动调整电流控制增益。
差动放大电路10，是对开关电源1的输出电压Vo进行检测的电路，具备差动放大器10a、直流电压源10b、电阻10c～10e和电容器10f。在差动放大器10a的非反转输入端子上，连接有直流电流源10b，向该端子输入目标电压Vref。电阻10c，向一端输入输出电压Vo，另一端连接有电阻10d。电阻10d的另一端接地。差动放大器10a的反转输入端子，被连接到电阻10c与电阻10d之间的节点上，向反转输入端子输入用电阻10c和电阻10d分压输出电压Vo后的电压。差动放大器10a的输出端子，则通过已经串联到该输出端子上的电阻10e和电容器10f与反转输入端子连接。差动放大电路10，以规定的放大倍数放大输出电压Vo和目标电压Vref之间的差分电压，输出电压信号VS(参照图2(a))。该电压信号VS反映输出电压Vo。以下，将VS称为电压检测信号。差动放大电路10的放大倍数，在高频区域中是可用(电阻10e的电阻值/电阻10c的电阻值)表示的比例放大倍数，在低频区域中则是可用(1/[jω×电容器10f的电容×电阻10c的电阻值])表示的积分放大倍数。
向加算器11输入来自差动放大电路10的电压检测信号VS、来自矩形波信号产生电路16的矩形波信号RS和来自乘算器15的增益乘算信号PIS。加算器11把矩形波信号RS和增益乘算信号PIS的反转信号加到电压检测信号VS上，产生控制信号CS。
斜坡信号产生电路12，产生斜坡信号RPS。斜坡信号RPS的电压电平，对PWM信号PS的ON信号的上升边做出应答被复位为0V，以恒定的增加率从0V增加。该斜坡信号RPS的振幅例如是1V。
比较器13，是产生用来驱动FET2、3的PWM信号的驱动信号产生机构。向比较器13的非反转输入端子输入来自加算器11的控制信号CS，向反转输入端子输入来自斜坡信号产生电路12的斜坡信号RPS。比较器13对斜坡信号RPS和控制信号CS进行比较，在斜坡信号RPS小于控制信号CS时就输出高信号，在斜坡信号RPS超过了控制信号CS时就输出低信号。由该高信号和低信号构成的信号就是用来对FET2、3进行开关控制的PWM信号PS(参照图2(c))。高信号的上升时期是周期性的，但高信号的下降时期则与控制信号CS相对应进行变化。该PWM信号PS的频率，就是开关频率(例如，是数100k～1MHz)。
电压环电路6a，由该差动放大电路10、加算器11、斜坡信号产生电路12和比较器13构成，根据输出电压Vo产生PWM信号PS，使得输出电压Vo的分压变成为目标电压Vref。如上所述，对于与输出电压Vo对应的电压检测信号VS，要减去来自电流环电路6b的增益乘算电流检测信号PIS，同时，要加上来自增益最佳化电路6c的矩形波信号RS(如后述)。
电流检测电路14，在低端FET3变成为ON的各个期间的结束之前(就是说，每一个开关周期)内都要检测在电感器4中流动的电流I。电流检测电路14，包括电容器，经过恒定期间使与低端FET3的ON电阻(漏极电极与源极电极间的电阻)的两端电压(漏极电压)成比例的电流给该电容器充电(积分)。然后，电流检测电路14，在低端FET3的ON期间的结束之前，将使所充电的电流平均化后的值(电容器的电压值)作为电流检测信号IS输出。该电流检测信号IS的值，一直保持到到低端FET3的下一个的ON期间的结束之前，被利用来决定PWM信号PS的下一个的高信号的下降时期(作为结果，也决定PWM信号PS的脉宽和时间比率)。顺便提及，之所以要在低端FET3的ON期间结束之前进行检测，是因为高端FET2的ON期间是可变的，故即便是在高端FET2的ON期间变长时，也可以确实地进行电流检测。
向乘算器15输入来自电流检测电路14的电流检测信号IS和来自电流控制增益调整电路17的电压信号，即电流控制增益信号。该电流控制增益信号的电平与电流环的控制所使用的增益，即电流控制增益Kamp相等，乘算器15的输出电压PIS与电流检测信号IS和电流控制增益信号的乘积相等。即，乘算器15在电流检测信号IS上乘以电流控制增益Kamp，产生输出信号PIS。以下，将该PIS称为增益乘算电流检测信号。
此外，图2(b)的折线，表示的是与在电感器4中流动的电流I成比例的电压乘上电流控制增益Kamp后得到的电压。增益乘算电流检测信号PIS的大小，是在每一个开关周期内从该折线状的电压检测出的值。在图2(b)中，用圆圈和方框表示PIS信号的各种值。圆圈与矩形波信号RS的上升同步，方框与矩形波信号的下降同步。
电流环电路6b由该电流检测电路14、乘算器15、加算器11、斜坡信号产生电路12和比较器13构成，与在电感器4中流动的电流I相对应进行相位超前补偿。相位超前补偿通过控制型号CS的相位超前补偿电感器4和电容器5形成的LC滤波垫入生成的相位延迟。该电流环电路6b所使用的电流控制增益Kamp，在增益最佳化电路6c中被自动调整，使得电流环电路6b的增益变为1。电流环电路6b的增益为1是指位相延迟被最充分的补偿了。关于这一点将在后边详细说明。
以下，参照图3～图9，说明电流环电路6b的增益和电流控制增益Kamp。电流环电路6b可以用图3所示的框图表示。在图3中，ΔVS是差动放大电路10的输出(电压检测信号VS)的变化量，ΔRS是矩形波信号产生电路16的输出(矩形波信号RS)的变化量，ΔCS是加算器11的输出(控制信号CS)的变化量，ΔD是比较器13的输出(PWM信号PS)的时间比率D的变化量，ΔI是在电感器4中流动的电流I的变化量，ΔPIS是乘算器15的输出(增益乘算电流检测信号PIS)的变化量。PWM信号的时间比率D是在PWM信号PS的1个周期中所占有的高端FET2的ON期间的比率，反映的是PWM信号PS的1个周期内的脉宽。时间比率D被称为占空(duty)比。由于电流检测电路14在每一个开关周期内都要检测电流I，故可以反映从现在算1个开关周期前在电感器4中流动的电流I，在现在的开关周期中的时间比率D(因此，也反映PWM信号PS的脉宽)。即，电流环电路6b可以近似为反馈的是时间比率D的1个开关周期滞后的累积。电流环电路6b的传递函数Pc1，可以用下式(1)表示，将公式(1)展开后得到公式(2)。
Pcl = ΔD ΔVS = a 1 + a · ki · k · z - 1 1 - z - 1 - - - ( 1 ) ]]>
= a · ( 1 - z - 1 ) 1 - ( 1 - a · ki · k ) · z - 1 - - - ( 2 ) ]]>
其中， a = 1 A , ]]>ki＝Kamp·Ron， k = Vi L · Fsw ]]>
A是斜坡信号RPS的振幅，Kamp是电流控制增益，Ron是低端FET3的ON电阻的电阻值，Vi是DC/DC转换器1的输入电压，L是电感器4的电感，Fsw是DC/DC转换器1的开关频率。乘法系数a是A的倒数，等于PWM信号PS的时间比率D与控制信号CS的大小的比，即与D/CS相等。a·ki·k是电流环电路6b的增益。公式(2)是表示1次的IIR(无限冲激响应infinite impulse response)高通滤波器的表达式，表示位相超前。该IIR高通滤波器的振荡条件，可用以下所示的公式(3)表示。
|1-a·ki·k|＞1             (3)
由公式(3)可知a·ki·k变得比2大则会振动。此外，a·ki·k变为0，由公式(2)可知Pc1就将变成为a(恒定值)，就得不到由该IIR高通滤波器实现的相位超前效果。在这里，在图4～6中表示了将a·ki·k的值定为1、0.5、1.5时电流环电路6b的传递函数Pc1的增益特性和相位特性。图4的曲线表示在图3的电流环中增益a·ki·k＝1时的传递函数的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。图5的曲线表示在图3的电流环中增益a·ki·k＝0.5时传递函数的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。图6的曲线表示图3的电流环中增益a·ki·k＝1.5时的传递函数的特性，(a)表示增益特性，(b)表示相位特性。另外，在表示增益特性的图中，纵轴是增益[dB]，横轴是频率[Hz]。此外，在表示相位特性的图中，纵轴是相位[°]，横轴是频率[Hz]。
由图4可知，在a·ki·k＝1时，在高频区域中，增益特性和相位特性都具有余量，可以得到充分的相位超前效果，而且也使控制系统稳定化。但是，由图5可知，在a·ki·k＝0.5时，在高频区域，相位余量不足(参照图5(b)的点化线的圆内的相位特性)，相位超前效果降低。此外，由图6可知，在a·ki·k＝1.5时，在高频区域，增益余量不足(参照图6(a)的点化线的圆内的增益特性)，输出电压的变动增大，控制系统变得不稳定。于是，为了使电流环电路6b发挥充分的相位超前效果，且使控制系统稳定化(进而，防止产生振荡)，电流环电路6b的增益a·ki·k最低限度的条件是满足以下的公式(4)。
0.5＜a·ki·k＜1.5             (4)
满足公式(4)是最低限度的条件，可以得到充分的相位超前效果和控制的稳定化的最佳的增益a·ki·k是1。于是，增益最佳化电路6c就要进行使电流环电路6b的增益a·ki·k最佳化为1的控制。为此，在增益最佳化电路6c中，就要向ΔVS注入具有开关频率Fsw的1/2的频率(以下，叫做“1/2开关频率”)的矩形波。当向ΔVS注入矩形波后，PWM信号PS的脉宽就要变动(因此，时间比率D也要变动)，在电感器4中流动的电流I中(因此，在增益乘算电流检测信号PIS中也同样)将以1/2开关频率产生脉动。在增益最佳化电路6c中，利用该脉动，使电流环电流6b的增益a·i·k最佳化。
ΔCS与ΔPIS之间的传递函数G，可用以下所示的公式(5)表示。已向ΔCS中注入了具有开关频率Fsw的1/2的频率的矩形波。注目于该频率时，则公式(5)中的z^-1，如公式(6)所示，将变为-1。因此，在已向ΔCS中注入了1/2开关频率的矩形波时，传递函数G变成公式(7)。该公式表示根据向ΔCS中注入具有开关频率的1/2的频率的矩形波，ΔPIS究竟会如何变化。
G = ΔPIS ΔCS = a · ki · k · z - 1 1 - z - 1 = a · Kamp · Ron · k · z - 1 1 - z - 1 - - - ( 5 ) ]]>
z^-1＝-1       (6)
G = - 1 2 · a · ki · k = - 1 2 · a · Kamp · Ron · k - - - ( 7 ) ]]>
图7的曲线表示了公式(7)中的电流环电路6b的增益a·ki·k与传递函数G之间的关系。由图7可知，要想使增益a·ki·k变为1，就必须如下述的公式(8)所示，使传递函数G变成为-1/2。将公式(8)变形，就得到公式(9)所示的公式。另一方面，由于乘算系数a是时间比率D与控制信号CS的比，故ΔD，如公式(10)所示，称为将ΔCS乘以乘算系数a后的值。因此，从公式(9)和(10)到公式(11)的关系成立。使该公式(11)变形，得到公式(12)。即，用开关频率Fsw的1/2的频率进行脉动(即，在每一个开关周期内都要变动)的ΔPIS/ΔD变为乘算系数a的2倍的值的倒数的负值，则传递函数G变为-1/2，电流环电路6b的增益a·ki·k变为最佳值的1。
G = ΔPIS ΔCS = - 1 2 - - - ( 8 ) ]]>
ΔPIS = - 1 2 · ΔCS - - - ( 9 ) ]]>
ΔD＝a·ΔCS          (10)
ΔPIS = - 1 2 a · ΔD - - - ( 11 ) ]]>
ΔPIS ΔD = - 1 2 a - - - ( 12 ) ]]>
为了将电流控制增益Kamp调整到满足公式(12)，增益最佳化电路6c就变为具备乘算器15、矩形波信号产生电路16和电流控制增益调整电路17的结构。
图8是用来说明增益乘算电流检测信号的变化量ΔPIS和PWM信号的时间比率的变化量ΔD的时间图，(a)是将与电感器电流I成比例的电压与电流控制增益Kamp相乘得到的信号，(b)是矩形波信号RS，(c)是PWM信号PS，(d)是增益乘算电流检测信号PIS，(e)是PWM信号的时间比率D。在图8(a)中，也用圆圈和方框示表示在每一个开关周期内更新的增益乘算电流检测信号的值。
矩形波信号产生电路16，产生具有开关频率Fsw的1/2频率的矩形波信号RS(参照图8(b))。该矩形波信号RS，具有50％的时间比率(占空比)和极小的振幅电压(例如，10mV的振幅)。由于要通过加算器11向差动放大电路10的输出的电压检测信号VS注入该矩形波信号RS，故会给PWM信号PS的ON期间的下降时期造成影响。在矩形波信号RS的高期间内，PWM信号PS的ON期间PW_A变长，矩形波信号RS的低期间内PWM信号PS的ON期间PW_B变短(参照图8(b)、(c))。在图8(c)中ΔPW，表示起因于矩形波信号RS的PWM信号的脉宽的变化量。通过矩形波信号RS产生的PWM信号PS的脉宽的变动，在电感器4中流动的电流I变动，增益乘算电流检测信号PIS就将以开关频率的1/2频率进行脉动(参照图8(d))。该信号PIS，是在每一个开关周期内都使上升和下降交互反复的矩形波。因此，在矩形波信号RS为高期间时的增益乘算电流检测信号PIS的电压和矩形波信号RS为低期间时的增益乘算电流检测信号PIS的电压中就会产生差(参照图8(a)、(b)、(d))。该差为ΔPIS，是增益乘算电流检测信号PIS的每一个开关周期的变化量。
此外，矩形波信号RS为高期间时的PWM信号PS的ON期间PW_A与矩形波信号RS为低期间时的PWM信号PS的ON期间PW_B之间的差就是ΔPW，它表示PWM信号PS的脉宽的每一个开关周期的变化量。伴随着脉宽的变化，PWM信号的时间比率D也将以开关频率的1/2的频率进行脉动(参照图8(b)、(c)、(e))。此处，ΔD表示时间比率D在每一个开关周期的变化量。另外，在图8(e)中，ΔD虽然恒定，但是，由于在输出电压Vo的目标电压变更时等，时间比率D会因PWM控制缓慢变更，故ΔD并不是永远恒定不变。
以下，参照图9和图10，说明电流控制增益调整电路17的构成和动作。图9是电流控制增益调整电路17的详细电路图。图10是用来说明电流控制增益调整电路17的动作的时间图，(a)是矩形波信号，(b)是PWM信号，(c)是最大PWM信号，(d)是增益乘算电流检测信号，(e)是加算信号，(f)是时间比率信号，(g)是第一时钟信号，(h)是第二时钟信号，(i)是第三时钟信号。
电流控制增益调整电路17，将电流控制增益Kamp调整为使其满足公式(12)。公式(12)中的ΔPIS，如下式(13)表示，相当于矩形波信号RS为高期间时的增益乘算信号PIS的电压值(PIS_A)的平均值和矩形波信号RS为低期间时的增益乘算信号PIS的电压值(PIS_B)的平均值之差(参照图10(a)、(d))。
ΔPIS＝PIS_A-PIS_B        (13)
此外，公式(12)的ΔD，如下式(14)所示，相当于矩形波信号RS为高期间时的PWM信号PS的时间比率D_A的平均值和矩形波信号RS为低期间时的PWM信号RS的时间比率D_B的平均值之差(参照图10(a)、(b))。其中，时间比率D_A反映的是矩形波信号RS为高期间时的PWM信号RS的ON期间(PW_A)，时间比率D_B反映的是矩形波信号RS为低期间时的PWM信号RS的ON期间(PW_B)。
ΔD＝D_A-D_B             (14)
把公式(13)和(14)代入公式(11)，则得到公式(15)的关系，变形公式(15)得到公式(16)。如从公式(16)去掉求平均值的记号(上加线)得到公式(17)。
PIS _ A ‾ - PIS _ B ‾ = - 1 2 a ( D _ A ‾ - D _ B ‾ ) - - - ( 15 ) ]]>
1 2 a · D _ A ‾ + PIS _ A ‾ = 1 2 a · D _ B ‾ + PIS _ B ‾ - - - ( 16 ) ]]>
1 2 a · D _ A + PIS _ A = 1 2 a · D _ B + PIS _ B - - - ( 17 ) ]]>
电流控制增益调整电路17，调整电流控制增益Kamp，使得满足公式(17)。具体地说，在各个控制环中，调整电流控制增益Kamp，使得公式(17)的左边与右边之差变小，重叠该控制环的频数，就可满足公式(16)。
图11的表表示公式(17)的左边与右边之间的大小关系，和电流控制增益Kamp的增/减。首先，就如作为图11的行101所示，公式(17)的左边的(1/2a)·D_A大于右边的(1/2a)·D_B，且左边的PIS_A小于右边的(1/2a)·D_B，其结果是存在左边与右边相等的例子。此时，由于电流环控制已经稳定，电流环的增益已经最佳化，故不需要调整电流控制增益Kamp。但是，如行102所示，在左边的(1/2a)·D_A大且PIS_A小，右边的(1/2a)·D_B小且PIS_B小时，公式(17)的左边就变得比右边大。这意味着当右边的PIS_B从稳定时的PIS_B减小时，则公式(17)的左边就要变得比右边大。要想使左边与右边相等，就必须使电流控制增益Kamp增加，使PIS_B变的比PIS_A充分地大。另一方面，如行103所示，在左边的(1/2a)·D_A大且PIS_A小，右边的(1/2a)·D_B小且PIS_B特别大时，公式(17)的右边就要变得比左边大。这意味着当右边的PIS_B从稳定时的PIS_B进一步增大时，公式(17)的右边就要变得比左边大。要想使左边与右边相等，就必须减小电流控制增益Kamp，使PIS_B接近PIS_A。
其次，如行104所示，考虑公式(17)的左边的(1/2a)·D_A比右边的(1/2a)·D_B小且左边的PIS_A比右边的PIS_B大，其结果是存在公式(17)的左边与右边相等的例子。此时，由于电流环控制也已经稳定，电流环的增益也已经最佳化，故不需要调整电流控制增益Kamp。但是，如行105所示，在左边的(1/2a)·D_A小且PIS_A小，右边的(1/2a)·D_B大且PIS_B小时，公式(17)的边右就要变大。这意味着当左边的PIS_A从稳定时的PIS_A减小时，则公式(17)的右边就要变得比左边大。要想使左边与右边相等，就必须使电流控制增益Kamp增加，使PIS_A变的比PIS_B充分地大。另一方面，如行106所示，在左边的(1/2a)·D_A小且PIS_A特别地大，右边的(1/2a)·D_B大且PIS_B小时，公式(17)的左边就变大。这意味当左边的PIS_A从稳定时的PIS_A进一步增大时，公式(17)的左边就变得比右边大。要想使左边与右边相等，就必须减小电流控制增益Kamp，使PIS_A接近PIS_B。
于是，电流控制增益调整电路17，要分别检测相当于公式(17)的左边与右边的值，并对这些值进行比较。此外，电流控制增益调整电路17，还要分别检测公式(17)的左边的(1/2a)·D_A和右边的(1/2a)·D_B，对两者进行比较。然后，根据该2个比较结果，电流控制增益调整电路17，按照图11所示的关系，使电流控制增益Kamp增/减。为了实现这样的动作，如图9所示，电流控制增益调整电路17，具备：直流电压源17a，开关17b和17c，加算器17d，电压控制电流源17e和17f，电容器17g和17h，复位开关17i和17j，采样保持电路17k、17l、17m和17n，比较器17o和17p，增值减值计数器17q和D/A转换器17r。由于使得公式(17)的左边与右边变为相等地每次各±1地增/减电流控制增益Kamp，故可以满足使公式(17)平均化的公式(16)。
乘算器15连接到开关17b上，并向其输入增益乘算电流检测信号PIS，开关17b，根据最大PWM信号PS0进行ON/OFF(参照图10的(c))。最大的PWM信号PS0，具有与PWM信号PS相同的频率，经过与时间比率的规定的最大值Dmax对应期间都是高的信号，在除此之外的期间内则是低信号。开关17b在最大PWM信号PS0为高期间时输出增益乘算电流检测信号PIS的电压，在最大PWM信号PS0为低期间时输出0V。
把直流电流源17a连接到开关17c上。直流电流源17a产生用2a除时间比率的最大值Dmax的值的电压。开关17c，根据PWM信号PS进行ON/OFF(参照图10的(b))。开关17c，在PWM信号PS为高期间时，输出用直流电流源17a产生的电压，在PWM信号PS为低期间时，输出0V。将从该开关17c输出的信号称为时间比率信号SD(参照图10(f))。在图10(f)的时间比率信号SD的四方形状的斜线部分的各个面积之内矩形波信号RS为高期间的面积相当于公式(17)的左边的(1/2a)·D_A，矩形波信号RS的低期间的面积则相当于右边的(1/2a)·D_B。
在加算器17d上连接有开关17b和开关17c，因此，可以输入从开关17b输出的信号和从开关17c输出的信号(时间比率信号SD)。加算器17d对所输出的2个信号施行加算，输出加算信号SI(参照图10(e))。在加算信号SI的已画上斜线的台阶形状的部分的各个面积之内，矩形波信号RS为高期间的面积，相当于公式(17)左边的PIS_A+(1/2a)·D_A，矩形波信号RS为低期间的面积则相当于右边的PIS_B+(1/2a)·D_B。
电压控制电流源17e、17f，是输出与所输入的电压成比例的电流的电流源。电压控制电流源17e，接受来自加算器17d的加算信号SI，输出与加算信号SI成比例的电流。电压控制电流源17f，接受来自开关17c的时间比率信号SD，输出与时间比率信号SD成比例的电压。
电容器17g的一端上连接电压控制电流源17e，另一端接地。此外，在电容器17g上，还并联有复位开关17i。复位开关17i根据第一时钟信号CLK1进行ON/OFF。第一时钟信号CLK1，在每一个PWM信号PS从低信向高信号上升之前(即，在每一个开关周期)，都瞬间性地输出高信号。因此，复位开关17i在每一个PWM信号PS从低信号向高信号上升之前都一瞬间地变成为ON，除此之外的期间则一直为OFF。电容器17g，在复位开关17i为OFF时，充电从电压控制电流源17e输出的电流，在复位开关17i为ON时使该所充电的电流放电。因此，电容器17g的一端的电压，在变成为与图10(e)的加算信号SI的斜线部分的面积成比例的值之后，在每一个PWM信号PS从低信号向高信号上升之前，都要变成为0V。
电容器17h的一端上连接有电压控制电流源17f，另一端接地。此外，在电容器17h上，还并联连接有复位开关17j。复位开关17j也根据第一时钟信号CLK1进行ON/OFF。因此，在复位开关17j中，在每一个PWM信号PS从低信号向高信号上升之前都一瞬间地变成为ON，除此之外的期间则一直为OFF。电容器17g，在复位开关17j为OFF时，充电从电压控制电流源17f输出的电流，在复位开关17j为ON时使该所充电的电流放电。因此，电容器17h的一端的电压，在变为与图10(f)的加算信号SD的斜线部分的面积成比例的值之后，在每一个PWM信号PS从低信号向高信号上升之前，都要变成为0V。
在采样保持电路17k上连接有电容器17g的一端，并输入该一端的电压。此外，还向采样保持电路17k，输入第二时钟信号CLK2(参照图10(h))。第二时钟信号CLK2的构成为在每一个矩形波信号RS从高信号向低信号下降之前而且第一时钟信号CLK1为高信号之前(即，在每一个开关周期的2倍的周期内)瞬间性产生的高信号。当采样保持电路17k接受到第二时钟信号CLK2的高信号后，就对电容器17g的一端的电压进行采样，一直到接受到第二时钟信号CLK2的下一个的高信号为止保持该电压值。因此，在采样保持电路17k上就可以保持与矩形波信号RS为高期间时的加算信号SI的斜线部分的面积成比例的电压(参照图10(a)、(e))。该所保持的值相当于公式(17)的左边的值。
在采样保持电路17l上连接有电容器17g的一端，并输入该一端的电压。此外，还向采样保持电路17l，输入第三时钟信号CLK3(参照图10(i))。第三时钟信号CLK3的构成为在每一个矩形波信号RS从高信号向低信号下降之前且第一时钟信号CLK1为高信号之前(即，在每一个开关周期的2倍的周期内)瞬间性产生高信号。当采样保持电路17l接受到第三时钟信号CLK3的高信号时，就对电容器17g的一端的电压进行采样，一直到接受到第三时钟信号CLK3的下一个的高信号为止保持该电压。因此，在采样保持电路17l上就可以保持与矩形波信号RS为低期间时的加算信号SI的斜线部分的面积成比例的电压(参照图10(a)、(e))。该所保持的值相当于公式(17)的右边的值。
在采样保持电路17m上连接有电容器17h的一端，并输入该一端的电压。此外，还向采样保持电路17m，输入第二时钟信号CLK2(参照图10(h))。当采样保持电路17m接受到第二时钟信号CLK2的高信号时，就对电容器17h的一端的电压进行采样，一直到接受到第二时钟信号CLK2的下一个的高信号为止保持该电压。因此，在采样保持电路17m上就可以保持与矩形波信号RS为高期间时的时间比率信号SD的斜线部分的面积成比例的电压(参照图10(a)、(f))。该所保持的值相当于公式(17)的左边的(1/2a)·D_A。
在采样保持电路17n上连接有电容器17h的一端，并输入该一端的电压。此外，还向采样保持电路17n，输入第三时钟信号CLK3(参照图10(i))。当采样保持电路17n接受到第三时钟信号CLK3的高信号时，就对电容器17h的一端的电压进行采样，一直到接受到第三时钟信号CLK3的下一个高信号为止保持该电压。因此，在采样保持电路17n上就可以保持与矩形波信号RS为低期间时的时间比率信号SD的斜线部分的面积成比例的电压(参照图10(a)、(f))。该所保持的值相当于公式(17)的右边的(1/2a)·D_B。
向比较器17o的非反转输入端子输入采样保持电路17k的保持值，向反转输入端子输入采样保持电路17l的保持值。比较器17o，对采样保持电路17k的保持值和采样保持电路17l的保持值进行比较，在采样保持电路17k的保持值比采样保持电路17l的保持值大时就输出高信号，在采样保持电路17l的保持值比采样保持电路17k的保持值大时就输出低信号。由该高信号和低信号构成的信号，就是第一比较信号CP1，表示公式(17)的左边与右边之间的大小比较的结果。即，第一比较信号CP1，在公式(17)的左边比右边大时为高信号，在右边比左边大时为低信号。
向比较器17p的非反转输入端子输入采样保持电路17m的保持值，向反转输入端子输入采样保持电路17n的保持值。比较器17p，对采样保持电路17m的保持值和采样保持电路17n的保持值进行比较，在采样保持电路17m的保持值比采样保持电路17n的保持值大时就输出高信号，在采样保持电路17n的保持值比采样保持电路17m的保持值大时就输出低信号。由该高信号和低信号构成的信号，就是第二比较信号CP2，表示公式(17)的左边的(1/2a)·D_A与右边的(1/2a)·D_B之间的大小比较的结果。即，第二比较信号CP2，在(1/2a)·D_A比(1/2a)·D_B大时为高信号，在(1/2a)·D_B比(1/2a)·D_A大时为低信号。
向增值减值计数器17q输入来自比较器17o的第一比较信号CP1和来自第二比较器17p的第二比较信号CP2。此外，还向增值减值计数器17q输入第一时钟信号CLK1。然后，增值减值计数器17q，每当接受到了第一时钟信号CLK1的高信号时，就根据第一比较信号CP1的高信号/低信号和第二比较信号CP2的高信号/低信号，按照图11所示的关系增加或减少电流控制增益Kamp。具体地说，在增值减值计数器17q中，在第一比较信号CP1为高信号且第二比较信号CP2为高信号，或者第一比较信号CP1为低信号且第二比较信号CP2为低信号时，就使电流控制增益Kamp增加，在第一比较信号CP1为高信号且第二比较信号CP2为低信号或者第一比较信号CP1为低信号且第二比较信号CP2为高信号时，则使电流控制增益Kamp减少。作为电流控制增益Kamp的初始值，被设定为比较小的值。因此，电流控制增益Kamp，通常，要边增加或减少，边随着电流环电流6b的增益a·ki·k向1靠近，不断地变为大的值(参照图2(e)、(f))。从增值减值计数器17q输出的电流控制增益Kamp是数字值，每当第一时钟信号CLK1上升一次就恰好增1或减1。
另外，Kamp不会超过增值减值计数器17q的输出值的上限和下限地进行增减。例如，在增值减值计数器17q的输出为9bit时，如果增值减值计数器17q的输出为0，则即使是在Kamp按照图11减少时，输出也会保持为0的原状不变。反之，如果增值减值计数器17q的输出为511，则即使是Kamp按照图11增加时，输出也会保持511不变。
D/A转换器17r，从增值减值计数器17q接受数字值的电流控制增益Kamp(例如，0～511)，并转换成模拟值(例如，89mV～600mV)。然后，D/A转换器17r，向乘算器15输出该模拟值的电流控制增益Kamp。在该情况下，89mV就变成为输出的下限，600mV就变成为输出的上限。由此，可以把D/A转换器17r的输出电压变为电流控制增益信号并供给到模拟乘算器15。乘算器15的输出电压，即，就可以把增益乘算电流检信号PIS供往电流控制增益调整电路17，在电流控制增益Kamp的控制中使用。
如上所述，增益最佳化电路6c，通过乘算器15和电流控制增益调整电路17形成了环路，并自动调整电流控制增益Kamp，使得公式(12)的关系成立，使电流环电流6b的增益a·ki·k最佳化为1。如果公式(12)的关系成立，则传递函数G就将变成为-1/2。电流环电流6b的增益a·ki·k将收敛为1。因此，即便是FET2、3的ON电阻的电阻值，由于元件的波动或温度变化等而变化，电流环的增益也可以自动地最佳化。其结果是在可以充分地得到由电流环产生的相位超前效果的同时，还可以使控制系统稳定化。
此外，增益最佳化电路6c，通过使矩形波信号RS的频率变成为开关频率的1/2，而变成为非常简单的构成。再有，由于电流控制增益调整电路17用数字值调整电流控制增益Kamp，故不需要大容量的电容器，此外，也不需要外装到控制器IC6上的部件。因此，控制器IC6可以小型化。
以下，参照图1和图9，说明DC/DC转换器1和控制器IC6的动作。另外，在控制器IC6的动作说明中，要参照图2和图10的时间图。
当向DC/DC转换器1输入了输入电压Vi后，DC/DC转换器1就与来自控制器IC6的PWM信号PS相对应地使FET2、3交互地进行ON/OFF。此外，在DC/DC转换器1中，借助于由电感器4和电容器5构成的平滑电路使在高端FET2的ON期间内变成为脉冲输出的输入电压Vi平均化，产生输出电压Vo。DC/DC转换器1向控制器IC6反馈该输出电压Vo。此外，还向控制器IC6反馈在电感器4中流动的电流I。
当反馈输出电压Vo后，该输出电压Vo和目标电压Vref就被差动放大。此外，在每一个低端FET3从ON切换到OFF之前，都要根据低端FET3的ON电阻的两端电压对在电感器4中流动的电流I进行检测，并给检测到的电流检测信号IS乘上电流控制增益Kamp。然后，控制器IC6，在对差动放大后的电压信号VS加上矩形波信号RS的同时，减去增益乘算电流检测信号PIS(参照图2(a)、(b)、(d))，产生控制信号CS。然后，在控制器IC6中，使控制信号CS与斜坡信号RPS进行比较，产生把控制信号CS小于斜坡信号RPS的期间变成为高信号，把控制信号CS超过斜坡信号RPS的期间变成为低信号的PWM信号PS(参照图2(c))。如上所述，通过借助于电流环控制加上增益乘算电流检测信号PIS产生PWM信号PS，故可以得到相位超前效果，可以高速应答。
电流控制增益调整电路17，在接受增益乘算电流检测PIS和PWM信号PS的同时，还用直流电压源17a产生用2a除相当于时间比率的最大值Dmax的电压得到的电压。因此，可以产生由相当于公式(17)的左边的PIS_A+(1/2a)·D_A的成分和相当于右边的PIS_B+(1/2a)·D_B的成分构成的加算信号SI(参照图10(e))。电流控制增益调整电路17，从该加算信号SI中，分离左边的PIS_A+(1/2a)·D_A的成分和右边的PIS_B+(1/2a)·D_B的成分，并把各个成分当作数字的电压值分别用采样保持电路17k、17l进行保持。此外，电流控制增益调整电路17，还产生由相当于公式(17)的左边的(1/2a)·D_A的成分和相当于右边的(1/2a)·D_B的成分构成的时间比率信号SD(参照图10(f))。从该时间比率信号SD中分离左边的(1/2a)·D_A的成分和右边的(1/2a)·D_B的成分，把各个成分当作数字的电压值分别用采样保持电路17m、17n进行保持。
电流控制增益调整电路17，用比较器17o对PIS_A+(1/2a)·D_A的成分(电压值)和PIS_B+(1/2a)·D_B的成分(电压值)进行比较，产生由高信号或低信号构成的第一比较信号CP1。该比较，将图10(e)中的台阶状的斜线部分的各个面积作为对象，相当于对矩形波信号RS为高信号时的面积和矩形波信号RS为低信号时的面积进行比较。此外，电流控制增益调整电路17，还用比较器17p，对(1/2a)·D_A的成分(电压值)和(1/2a)·D_B的成分(电压值)进行比较，产生由高信号或低信号构成的第二比较信号CP2。该比较，将图10(f)中的方形形状的斜线部分的各个面积作为对象，相当于对矩形波信号RS为高信号时的面积和矩形波信号RS为低信号时的面积进行比较。
再有，电流控制增益调整电路17，还用增值减值计数器17q根据比较器17o的第一比较信号CP1和比较器17p的第二比较信号CP2使电流控制增益Kamp进行增减。然后，电流控制增益调整电路17，把数字值的电流控制增益Kamp变化成模拟值的电流控制增益Kamp，作为电流控制增益信号向乘算器15输出。
即，电流控制增益调整电路17，检测为增益乘算电流检测信号PIS的每一个开关周期的变化量的ΔPIS和为PWM信号的时间比率D的每一个开关周期的变化量的ΔD，并调整电流控制增益Kamp，使得ΔPIS/ΔD变成为-1/2a(即，满足公式(12))。由于已把具有开关频率的1/2的频率的矩形波信号RS加到了电压信号VS上，故PWM信号PS的脉宽(进而，时间比率)将以1/2开关频率进行振动，与之相对应地，在电感器4中流动的电流I(进而，增益乘算电流检测信号PIS)也将变化。这时，在RS为高期间和低期间之间，尽管时间比率D发生了变化，但是增益乘算电流检测信号PIS几乎没有变化时，结果会使得电流控制增益Kamp比理想值小。因此，电流控制增益调整电路17将使电流控制增益Kamp增大。另一方面。在矩形波信号RS的高期间与低期间之间，与时间比率D的变化比增益乘算电流检测信号PIS变化得大时，结果会使得电流控制增益Kamp比理想值大。因此，电流控制增益调整电路17将减小电流控制增益Kamp。
采用这样的办法，就可以缓慢地调整电流控制增益Kamp(参照图2(e))，使得从含有矩形波信号RS的控制信号CS到增益乘算电流检测信号PIS的传递函数G接近-1/2。随着传递函数G向-1/2接近，由图7的曲线图可知，电流环电流6b的增益a·ki·k向1接近(参照图2(f))。
电流控制增益Kamp很快就变成为理想的值(参照图2(e))，电流环电流6b的增益a·ki·k收敛于(参照图2(f))1。这时，传递函数G将收敛于1/2，从PWM信号PS到增益乘算电流检测信号PIS的传递函数则收敛于-1/2a，从控制信号CS到增益乘算电流检测信号PIS传递函数则收敛于-1/2。其结果是可以充分地发挥由电流环电路6b得到的相位超前效果，同时，还将使控制系统稳定化。此外，即便是存在在低端FET3的ON电阻的电阻值Ron上作为元件的波动或温度变化，也会调整电流控制增益Kamp抵消电阻值Ron的变化，电流环电流6b的增益a·ki·k也不会变化，控制系统也不会变成为不稳定。
根据控制器IC6，由于要向电压信号VS注入1/2开关频率的矩形波信号RS，并调整电流控制增益Kamp，使得ΔPIS/ΔD变为1/2a，故可以使电流环电流6b的增益a·ki·k最佳化为1。为此，即便是在低端FET3的ON电阻值Ron发生变动时，控制系统也可以稳定，可以得到充分的相位超前效果，可以应对高速应答。由于控制系统已经稳定化，故还可以抑制输出电压Vo的变动，当然，不会发生输出电压Vo产生振动的情况。
再有，根据控制器IC，由于使用在每一个开关周期都交互地反复进行上升和下降的ΔPIS和ΔD，以使得ΔPIS/ΔD变成为-1/2a的方式进行控制，故即便是负载电流起因于负载L上的动作等在每一个开关周期交互地反复进行增加或减少的情况下，也可以进行稳定的控制电流环。顺便提及，在运用开关电源时，常常以防止温度上升为目的使负载L的动作周期性地停止，常常使之停止的频度为开关频率的1/2，使之停止的时间与开关周期相等。在该情况下，负载电流就将以1/2开关频率进行振动。
此外，控制器IC6，由于可以用增益乘算电流检测信号PIS高精度地检测电流，故可以检测过电流，而与FET2、3的ON电阻的值无关。其结果是可以满意地保护DC-DC转换器1免遭过电流破坏。
第二实施方式
本实施方式的开关电源，具有在第一实施方式的DC/DC转换器1中用电流控制增益调整电路18置换电流控制增益调整电路17的构成。除此之外的构成，与DC/DC转换器1是同样的。
图12是电流控制增益调整电路18的构成图。电流控制增益调整电路18，根据增益乘算电流检测信号PIS和PWM信号PS调整电流控制增益Kamp。电流控制增益调整电路18，具有A/D转换器18a、数字运算电路18b和D/A转换器18c。本实施方式，采用使用数字运算电路18b，直接计算上述公式(12)的左边，将之与右边进行比较以调整电流控制增益Kamp。
数字运算电路18，包括ΔPIS检测电路18d、ΔD检测电路18e、除算电路18f、比较电路18g和增值减值计数器18h。这些电路18d～18h，都是数字电路。ΔPIS检测电路18d从乘算器15接受增益乘算电流检测信号PIS，求上述的ΔPIS。ΔD检测电路18e从比较器13接受PWM信号PS，求上述的ΔD。除算电路18f，从电路18d和18e接受ΔPIS和ΔD，计算ΔPIS/ΔD。比较电路18g，使该计算的ΔPIS/ΔD与-1/2a进行比较，在ΔPIS/ΔD小于-1/2a时就输出高信号，在ΔPIS/ΔD大于-1/2a时就输出低信号。增值减值计数器18h，根据比较电路18g的输出信号增加或减少电流控制增益Kamp，使得ΔPIS/ΔD接近-1/2a。D/A转换器18c将由此决定的数字值的Kamp转换成模拟值，作为电流控制增益信号供给到乘算器15。
如上所述，电流控制增益调整电路18，由于以使得满足上述公式(12)的方式缓慢调整电流控制增益Kamp，故为电流环电路6b的增益a·ki·k就接近最佳值1。因此，在本实施方式中，会得到与第一实施方式同样的效果。
第三实施方式
图13是本实施方式的DC/DC转换器的构成图。本实施方式，在控制器IC30内包括开关元件FET2、3，这一点上与控制器IC6不包括FET2、3的第一实施方式不同。本实施方式的DC/DC转换器的构成要素，与第一实施方式是同样的。因此，本实施方式会得到与第一实施方式同样的效果。
由于在控制器IC30内装配有FET2、3，故仅把平滑电路25连接到控制器IC30上，就可以得到作为开关电源的DC/DC转换器1。即使用控制器IC30，就可以容易地制造DC/DC转换器1。
以上虽然对本发明的实施方式进行了说明，但是，本发明并不限于上述实施方式，可以进行各种各样的变形。
例如，在通过数字电路(硬件)构成本发明的控制装置时，也可以通过组装到微型计算机等内的程序(软件)实现控制机构中的各种机构。实现该各种机构的程序，有时要通过CD-ROM等的存储媒体或互联网等进行的信息配送进行流通，有时也以组装到计算机中的状态与计算机一起流通。
在上述的实施方式中，虽然是把本发明应用于DC/DC转换器，但是，本发明也可以在AC/DC转换器或DC/AC转换器中应用。此外，在上述的实施方式中虽然把本发明应用于不具有变压器的非绝缘型且降压型的转换器，但是，本发明在具有变压器的绝缘性的转换器中也可以应用，此外，在升压型或升降压型的转换器中也可以应用。
在上述的实施方式中，由于高端FET用的ON信号的上升期间是固定的，故要在每一次的低端FET的ON期间的结束之前检测电感器电流。但是，在低端FET用的ON信号的上升时期已经固定时，就必须改变电感器电流的检测时间，在每一个低端FET的ON期间开始后检测电流。
在上述的实施方式中，要直接使用驱动脉冲信号的时间比率调整电流控制增益，以满足上述公式(12)。但是，也可以不直接使用驱动脉冲信号的时间比率，而代之以使用反映时间比率的别的参数，例如，使用驱动脉冲信号的脉宽体调整电流控制增益，以满足公式(12)。