减小由驱动器施加到负载上的共模电压的方法和装置.pdf

本发明包括一种用于由驱动器减小施加在负载上的共模电压的方法和装置，该驱动器包括链接在三条AC电源线和正负DC总线之间的整流器，它将AC电源电压转换成DC总线上的DC电压，以及链接在DC总线和负载之间的反相器，该整流器向反相器提供DC输入电压，其中在正常操作期间，对于给出特定的DC总线电压，反相器能够产生最大的反相器输出电压，该方法包括以下步骤：控制反相器以向负载提供基本上没有共模电压的输出电压，使得最大反相器输出电压比正常反相器操作期间并给出特定DC总线电压时的最大反相器输出电压少X％，以及控制整流器以将电源电压转换成DC总线上的DC电压，使得DC总线提升到比三相AC输入电压峰值大X％的电平。

1.  一种用于由驱动器减小施加到负载的共模电压的方法，所述驱动器包括链接在三条AC电源线和正负DC总线之间的整流器，它将AC电源电压转换成DC总线上的DC电压，以及链接在DC总线和负载之间的反相器，所述整流器向反相器提供DC输入电压，其中在正常操作期间，对于给出特定的DC总线电压，所述反相器能够产生最大的反相器输出电压，所述方法包括以下步骤：
控制所述反相器以向所述负载提供输出电压，其中输出电压基本上没有共模电压，使得最大反相器输出电压可比正常反相器操作期间和为给出特定DC总线电压能提供的最大反相器输出电压少X％；以及
控制所述整流器以将电源电压转换成DC总线上的DC电压，使之所述DC总线电压可提升到比三相AC输入电压峰值大X％的电平。

2.  如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述控制整流器以提升DC总线电压的步骤包括将所述DC总线电压提升到基本上比三相AC输入电压的峰值大百分之((100/(100-X)-1)*100)的电平。

3.  如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述整流器是具有多个可能转换状态的多级PWM整流器，且其中控制所述整流器的步骤包括控制所述整流器转换状态使之至少排除所述三个电源线的每一条链接到所述正DC总线的ppp状态和所述三个电源线的每一条链接到所述负DC总线的nnn状态之一。

4.  如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述反相器是具有至少二十七种可能转换状态的多级PWM反相器，且其中控制所述反相器的步骤包括控制所述反相器使之排除所述二十七种状态的至少一种子集。

5.  如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述可能的反相器转换状态包括所述三个电源线的每一条链接到所述正DC总线的ppp状态和所述三个电源线的每一条链接到所述负DC总线的nnn状态，且其中控制所述反相器的步骤包括控制所述反相器使之至少排除所述ppp和nnn转换状态的之一。

6.  如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述反相器转换状态还包括中等电压向量转换状态的子集，其中对于各个中等电压向量转换状态，所述三个负载相位分别链接到正DC总线、负DC总线和中性点总线之一，控制所述反相器的步骤包括控制所述反相器使之仅出现中等电压向量转换状态。

7.  如权利要求6所述的方法，其特征在于，控制所述整流器的步骤包括控制所述整流器转换状态使之排除所述ppp和nnn状态的每一种。

8.  如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述反相器包括一个三级PWM反相器，且所述整流器包括一个二级整流器，且其中控制所述整流器的步骤包括控制所述整流器转换状态使之排除所述ppp和nnn状态的每一种。

9.  如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述反相器是具有二十七种可能转换状态的三级PWM反相器，且其中控制所述反相器的步骤包括控制所述反相器使之排除所述二十七种状态的至少一个子集。

10.  如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述转换状态包括中等电压向量转换状态的子集，其中对于每种中等电压向量转换状态，所述三个负载相位分别链接到正DC总线、负DC总线和中性点总线之一，控制所述反相器的步骤包括控制所述反相器使之仅出现中等电压向量转换状态。

11.  如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述整流器包括一个二级PWM整流器，且其中控制所述整流器的步骤包括控制所述整流器转换状态使之排除所述三个电源线的每一条链接到所述正DC总线的ppp状态和所述三个电源线的每一条链接到所述负DC总线的nnn状态的每一种。

12.  如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述整流器包括至少一个提升变换器，且其中控制所述整流器的步骤包括控制所述提升变换器。

13.  如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述整流器包括一个三级PWM整流器，且其中控制所述整流器的步骤包括控制所述整流器转换状态使之至少排除所述三个电源线的每一条链接到所述正DC总线的ppp状态和所述三个电源线的每一条链接到所述负DC总线的nnn状态之一。

14.  如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述控制整流器的步骤包括控制所述整流器使之排除所述ppp和nnn状态的每一种。

15.  一种用于将三条电源线上的三相AC输入电压转换成向负载提供具有额定电压的三相AC输出电压的方法，所述方法用于减小施加到所述负载的共模电压并包括以下步骤：
在所述AC电源线和正负DC总线之间链接整流器；
在所述DC总线和所述负载之间链接反相器；
控制所述反相器以将DC总线电压转换成提供给负载的AC输出电压，使得所提供的电压基本上没有共模电压，所述反相器的控制步骤把所述最大反相器输出电压减小至所述三相AC输入电压的百分比；以及
控制所述整流器以将所述AC输入电压转换成DC总线上的DC电压，所述整流器控制步骤包括将所述DC总线电压提升到一个电平使得最大反相器输出电压基本上等于所述三相AC输入电压。

16.  如权利要求15所述的方法，其特征在于，在正常操作期间，对于给出特定的DC总线电压，所述反相器能够产生最大的反相器输出电压，且其中控制所述反相器使得输出电压基本上没有共模电压的步骤包括控制所述反相器，使之最大反相器输出电压比正常反相器操作期间并给出特定DC总线电压时的最大反相器输出电压少X％，控制所述整流器以提升DC总线电压的步骤包括将所述DC总线电压提升到基本上比三相AC输入电压的峰值大百分之((100/(100-X)-1)*100)的电平，其中X可表达为百分比。

17.  如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述链接反相器的步骤包括链接具有二十七种可能转换状态的三级PWM反相器，所述转换状态包括中等电压向量转换状态的子集，对于每种中等电压向量转换状态，所述三个负载相位分别链接到正DC总线、负DC总线和中性点总线之一，控制所述反相器的步骤包括控制所述反相器使之仅出现中等电压向量转换状态。

18.  如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述整流器是具有多个可能转换状态的多级PWM整流器，且其中控制所述整流器的步骤包括控制所述整流器转换状态使之至少排除所述三个电源线的每一条链接到所述正DC总线的ppp状态和所述三个电源线的每一条链接到所述负DC总线的nnn状态之一。

19.  如权利要求18所述的方法，其特征在于，控制所述整流器的步骤包括控制所述整流器转换状态使之排除所述ppp和nnn状态的每一种。

20.  如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述链接整流器的步骤包括链接一个二级整流器。

21.  如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述链接整流器的步骤包括链接一个三级整流器。

22.  如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述链接整流器的步骤包括链接至少一个提升变换器。

23.  如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述提升变换器包括二极管桥、电感器、电容器和可控开关。

24.  一种用于将三条电源线上的三相AC输入电压转换成向负载提供具有额定输出电压的三相AC输出电压的方法，所述方法用于减小施加到所述负载的共模电压并包括以下步骤：
在所述AC电源线和正负DC总线之间链接整流器；
在所述DC总线和所述负载之间链接三相的三级PWM反相器，所述反相器具有包括中等电压向量转换状态的子集的多个转换状态，其中对于每种中等电压向量转换状态，所述三个负载相位可分别链接到正DC总线、负DC总线和中性点总线之一，在正常操作期间，对于给出特定的DC总线电压，所述反相器能够产生最大的反相器输出电压；
控制所述整流器以将所述电源电压转换成DC总线上的DC电压，使得将所述DC总线电压提升到比三相AC输入电压峰值大X％的电平；以及
控制所述反相器使之仅出现中等电压向量转换状态，以将DC总线电压转换成提供给负载的AC输出电压，使之把所述最大反相器输出电压减小，使得最大反相器输出电压比正常反相器操作期间并给出特定DC总线电压时的最大反相器输出电压少X％。

25.  一种用于将三条电源线上的三相AC输入电压转换成向负载提供具有额定输出电压的三相AC输出电压的方法，所述方法用于减小施加到所述负载的共模电压并包括以下步骤：
链接在所述AC电源线和正负DC总线之间的无源整流器；
链接在所述DC总线和所述负载之间的三相的三级PWM反相器，所述反相器具有包括多个转换状态，包括所述三个电机相位的每一个链接到所述正DC总线的ppp状态和所述三个电机相位的每一个链接到所述负DC总线的nnn状态；以及
控制所述反相器以向所述负载提供AC电压，使之最大的反相器输出电压基本上等于三相AC输入电压，并因此可排除所述ppp和nnn转换状态。

减小由驱动器施加到负载上的共模电压的方法和装置
技术领域
本发明涉及三相交流(AC)驱动器，尤其涉及减小出现在定子线圈中性点和电机或其它载荷的机架之间的共模电压的驱动器结构。
背景技术
本发明涉及三相交流(AC)驱动器，尤其涉及减小出现在定子线圈中性点和电机或其它载荷的机架之间的共模电压的驱动器结构。
图1示出示例性AC驱动器10，它在包括三条电源线14、16和18的三相AC电源12与三相电机20之间链接。AC电源12包括由标记“g”标识的电源接地。驱动器10包括整流器22、正负直流(DC)总线24和26、以及反相器28。整流器22链接在电源线14、16和18与DC总线24和26之间，并将线14、16和18上的AC电压转换成总线24和26上的DC电势。这样，整流器22可以是二极管桥式整流器、二级PWM转换整流器、三级PWM转换整流器等。
当整流器22是有源转换类型时，整流器开关可用来使三条电源线14、16和18与正负DC总线24和26顺序地链接和断开，这会导致总线上的DC电势。这样，当整流器22是二级整流器时，控制开关可采取八种转换状态的任一种状态，包括ppp、ppn、pnp、npp、pnn、npn、nnp和nnn状态，其中“p”表示相位已链接到正DC总线24，“n”表示相位已链接到负DC总线26。八种二级整流器转换状态在图2A中沿着状态之间表示可能转换的连线说明。类似地，当整流器22是三级转换类型时，控制整流器开关可采取二十七种转换状态的任一种状态，包括状态ppp、ppn、pnp、npp、pnn、npn、nnp、nnn、ppo、pop、opp、poo、opo、oop、oon、ono、noo、onn、non、nno、ooo、pon、pno、nop、npo、opn和onp状态。在此“o”表示相位可链接到DC链接的中性箝位点(即，DC总线电容器36和38之间的中点(参见图1))。这二十七种三级整流器转换状态在图2B中沿着状态之间表示转换的连线说明。
反相器28可链接在DC总线24和26与电机20之间，并可将DC转换成提供给电机20的三相AC电压。在此，反相器是一种开关类型的(例如是二级PWM或三级PWM开关反相器)。当反相器28是二级类型时，控制反相器28可采取如上参照二级整流器标识的八种转换状态的任一种状态。然而，在此“n”和“p”并不表示相关联电源线被分别链接到负DC总线26和正DC总线24，而是表示相关联电机相位可分别链接到负DC总线26和正DC总线24。
当反相器28是三级类型转换器时，可控制反相器28来采取如上参照三级整流器标识的二十七种转换状态的任一种状态，其中“n”、“p”和“o”可表示相关联电机相位被分别链接到负DC总线26、正DC总线24和参考点“o”。
再参看图2B，二十七种三级转换状态可分成子集，包括较小、中等、零、较大电压向量状态。较小向量状态包括12种转换状态，它们具有1个“o”和两个“p”或两个“n”，以及两个“o”和一个“p”或一个“o”的指示。中等向量状态包括所有具有一个“o”、一个“p”和一个“n”的指示的转换状态。零向量状态包括全“o”、全“n”和全“p”指示的三个状态。较大向量状态包括只有“n”和“p”而没有“o”的指示的所有状态。
电机20包括在由标记“c”标识的公共点上链接在一起的三相线圈。在其它组件中，电机20包括安装在轴承上用于在定子内旋转的转子，其中定子安装在电机机架上。机架电链接到电源接地“g”(再次参见图1)。
如在控制领域中众所周知的，在AC驱动器的转换期间，所产生的的共模电压(CMV)出现在电机公共点c与电机机架或电源接地g之间。该CMV由峰-峰值、阶跃高度和基频来表征。如果峰-峰值超过阈值，则在转子轴承和电机机架之间会出现击穿电压，使之使得电流通过轴承流到地。众所周知，当电流过大时，该电流将导致轴承的破坏，使之减小轴承和其它相关联电机组件的使用寿命。最后，较大的阶跃高度、较高的基频、以及较高的变化率(dv/dt)通常是较大电流通过轴承的预兆，因此应当加以避免。
整流器和反相器级都会产生CMV。再参看图1，将DC链接的中性箝位点用作参考点，由整流器和反相器生成的CMV分别是V_og和V_co。因而，由AC驱动器产生的总CMVV_cg可表达为：
V_cg＝V_og+V_co                 (1)
在二极管桥式整流器的情形中，CMV所具有的峰-峰值约为DC总线电压的30％的和三倍于电源电压频率的基频。例如，当电源频率为60赫兹时，CMV的基频为180赫兹。在PWM转换器(即整流器或反相器)情形中，该PWM转换器使用包括所有可能转换状态(即，对二级和三级转换器分别为八种和二十七种状态)的转换协议，CMV所具有的最大峰-峰值等于DC总线电压V_dc，以及等于或大于PWM转换频率的频率。因而，对于包括二极管桥式整流器和二级PWM转换器的驱动器结构来说，总的峰-峰CMV是DC总线电压V_dc的1.3倍，阶跃高度为0.33V_dc。类似地，对于包括二级PWM整流器和二级PWM反相器的驱动器来说，总的峰-峰CMV可高达2.0V_dc，阶跃高度为0.33V_dc。
在开关类型反相器或整流器的情形中，一种减小CMV的方法是限制驱动组件的转换状态。例如，在第一已知情形中，包括二极管桥式整流器和二级PWM反相器的结构中的反相器转换可控制成除了ppp和nnn的转换状态。此时，结果是总的峰-峰CMV等于或大于PWM频率并具有值0.63V_dc，它比使用ppp和nnn状态时所产生的1.30V_dc要低得多。在第二个已知情形中，结构中包括二极管桥式整流器和三级PWM反相器的反相器转换可控制成除了所有状态，但包括中等向量转换状态(即pon、pno、opn、nop、npo)。此时，结果是总地CMV具有峰-峰值为0.30V_dc。
不幸的是，以上第一个和第二个已知情形的各种结构都存在缺陷。参照第一个情形，其中ppp和nnn转换状态在控制二级反相器时被排除，反相器输出电压和电机电流可在PWM频率及其成倍频率上具有较大分量，这会增加反相器和电机的损耗。
参照第二个情形，在控制三级反相器时可排除其中除中等向量转换状态之外的所有转换状态(即其中较大和较小的向量状态被排除)，较大的向量不可用于提供最大的AC输出电压，且最大的反相器输出可限于三相AC输入电压的约87％。此外，因为当转换反相器以从第一中等向量状态改变到第二中等向量状态时两相电压必须同时改变，CMV中出现尖峰信号且必须采用某些附加控制方案来降低尖峰信号，这进一步使得控制复杂化。此外，再参照图1，使用受限的中等向量转换状态难以真正获得在中性箝位点“o”上下的电势，且众所周知在瞬变条件过程中会发生漂移。
因而，具有这种驱动器结构和控制方案是有利的：CMV最小化，同时反相器输出电压电平可保持在额定电平，且其中像不平衡的总线电容器电势和CMV尖峰信号的其它有害影响可最小化。
发明内容
以下陈述与原始权利要求声明的发明范围相一致的某些方面。应理解，这些方面仅仅为了向读者提供本发明可能采取的某些形式的简要归纳而呈现，且这些方面并非旨在限制本发明的范围。实际上，本发明可包括未在以下陈述的各个方面。
应该认识到的是，若干驱动器结构可补偿由限定转换协议所产生的反相器电压降，使之提供具有等于三相AC输入电压值的最大输出电压，同时仍减小总的峰峰CMV。最后，在至少一个情形中，在驱动器结构中可包括三级整流器，该整流器可控制成提升DC总线电压以在使用受限转换序列时可补偿预期的反相器电压降。在其它情形中可使用二级整流器来补偿，而在另外的情形中，二极管桥式整流器和提升电路可用来提升DC总线电压。
另外，还应该认识到的是，当开关类型的整流器被用于提升电压时，受限的转换协议可用来控制整流器，以进一步限制总的峰峰CMV。例如，在某些情形中，在控制整流器时可排除ppp和nnn转换状态，而在其它情形中可排除ppp状态或nnn转换状态。
当采用三级开关类型整流器时，整流器可控制成动态平衡DC总线电容器电压。类似地，当采用双提升电路(即，每个DC总线电容器都具有一个独立的提升电路)时，双提升电路可控制成动态平衡DC总线电容器电压。
在至少某些实施例中，三相的三级中性点箝位反相器可使用排除ppp和nnn转换状态的转换协议来控制，这可减小反相器导致的CMV而没有减小最大的输出电压电平。此时，只要有可能，可采用和控制任何整流器类型(即二极管桥式单整流器、二级转换类型、三级转换类型等)来进一步减小CMV。
与上述说明相一致，本发明某些实施例包括用于减小由驱动器施加在负载上的共模电压的方法，该驱动器包括链接在三条AC电源线和正负DC总线之间的整流器，它将AC电源电压转换成DC总线上的DC电压，以及链接在DC总线和负载之间的反相器，该整流器向反相器提供DC输入电压，其中在正常操作期间，对于给定特定的DC总线电压该反相器能够产生最大的反相器输出电压，该方法包括以下步骤：控制反相器向负载提供输出电压，其中输出电压基本上没有共模电压，使之最大的反相器输出电压可比在正常反相器操作期间和为给定特定的DC总线电压所提供的最大反相器输出电压小X％，并控制整流器将电源电压转换成DC总线上的DC电压，使之DC总线电压可提升到比三相AC输入电压峰值大X％的电平。
在至少某些情形中，控制整流器提升DC总线电压的步骤包括将DC总线电压提升到比三相AC输入电压峰值基本上大百分之((100/(100-X))-1)*100的电平。
在某些情形中，整流器是具有多种可能转换状态的多电平PWM整流器，且其中控制整流器的步骤包括控制整流器转换状态，使之排除其中三条电源线的每一条都链接到正DC总线的ppp状态以及其中三条电源线的每一条都链接到负DC总线的nnn状态之一。此时，反相器可包括具有至少二十七种可能转换状态的多电平PWM反相器，且控制反相器的步骤可包括控制反相器使之排除二十七种状态的至少一个子集。此外，此时可能的反相器转换状态可包括其中三个电机相位的每一个都链接到正DC总线的ppp状态以及其中三个电机相位的每一个都链接到负DC总线的nnn状态，且控制反相器的步骤可包括控制反相器使之至少可排除ppp和nnn转换状态之一。
在某些情形中，反相器转换状态还包括中等电压向量转换状态的子集，其中对于每个中等电压向量转换状态，三个负载相位可链接到不同的正DC总线、负DC总线和中性点总线，控制反相器的步骤包括控制反相器使得只出现中等电压向量的转换状态。此时，控制整流器的步骤可包括控制整流器转换状态使之排除ppp和nnn状态的每一种。
在某些情形中，反相器还包括三级PWM反相器，而整流器包括二级整流器，且其中控制整流器的步骤包括控制整流器转换状态使之排除ppp和nnn状态的每一种。
在某些实施例中，反相器包括具有二十七种可能转换状态的三级PWM反相器，且其中控制反相器的步骤包括控制反相器使之排除二十七种状态的至少一个子集。此时，转换状态可包括中等电压向量转换状态的子集，其中，对于每个中等电压向量转换状态，三个负载相位可链接到不同的正DC总线、负DC总线和中性点总线，控制反相器的步骤包括控制反相器使得只出现中等电压向量的转换状态。
在某些情形中，整流器包括二级PWM整流器，且其中控制整流器的步骤包括控制整流器转换状态使之排除其中三条电源线的每一条都链接到正DC总线的ppp状态以及其中三条电源线的每一条都链接到负DC总线的nnn状态的每一种。
在某些情形中，整流器包括至少一个提升变换器，且控制整流器的步骤包括控制提升变换器。
在某些情形中，整流器可包括三级PWM整流器，且控制整流器的步骤包括控制整流器转换状态，使之至少排除其中三条电源线的每一条都链接到正DC总线的ppp状态以及其中三条电源线的每一条都链接到负DC总线的nnn状态之一。此时，控制整流器的步骤可包括控制整流器使之排除ppp和nnn状态的每一种。
本发明的另一实施例包括用于将三条电源线上的三相AC输入电压转换成向负载提供具有额定输出电压的的三相AC输出电压的方法，该方法可用于减小施加在负载上的共模电压并包括以下步骤：在AC电源线和正负DC总线之间链接整流器，在DC总线和负载之间链接反相器，控制反相器以将DC总线电压转换成可提供给负载的AC输出电压，使得所提供的电压基本上没有共模电压，反相器控制步骤减小最大反相器输出电压与三相AC输入电压的百分比，并控制整流器以将AC输入电压转换成DC总线上的DC电压，整流器控制步骤包括提升DC总线电压到一电平，使得最大的反相器输出电压基本上等于三相AC输入电压。在某些情形中，在正常操作期间，对于给定的特定DC总线电压，反相器可生成最大的反相器输出电压，并且，控制反相器使输出电压基本上没有共模电压的步骤包括控制反相器使得最大反相器输出电压比在正常反相器操作期间和为给定特定DC总线电压时的最大反相器输出电压小X％，控制整流器提升DC总线电压的步骤包括将DC总线电压提升到基本上比三相AC输入电压峰值大百分之((100/(100-X))-1)*100的电平。
在某些实施例中，链接反相器的步骤包括链接具有包括中等电压向量转换状态子集的二十七种可能转换状态的三级PWM反相器，其中对于每个中等电压向量转换状态，三个负载相位可链接到不同的正DC总线、负DC总线和中性点总线，控制反相器的步骤包括控制反相器使得只出现中等电压向量的转换状态。
在某些情形中，整流器是具有多个可能转换状态的多级PWM整流器，且控制整流器的步骤包括控制整流器转换状态使之至少排除其中三条电源线的每一条都链接到正DC总线的ppp状态以及其中三条电源线的每一条都链接到负DC总线的nnn状态之一。在某些情形中，控制整流器的步骤可包括控制整流器转换状态使之排除ppp和nnn状态。
在某些情形中，链接整流器的步骤可包括链接二级整流器。在其它情形中，链接整流器的步骤包括链接三级整流器。在其它情形中，链接整流器的步骤可包括链接至少一个提升变换器。此时，提升变换器可包括二极管桥、电感器、电容器、以及可控开关。
另一发明实施例包括用于将三条电源线上的三相AC输入电压转换成提供给负载具有额定输出电压的三相AC输出电压的方法，所述方法用于减小施加在负载上的共模电压，并包括以下步骤：在AC电源和正负DC总线之间链接整流器，在DC总线和负载之间链接三相的三级PWM反相器，该反相器具有包括中等电压向量转换状态的子集的多个转换状态，其中对于每个中等电压向量转换状态，三个负载相位可链接到不同的正DC总线、负DC总线和中性点总线，在正常操作期间，对于给定特定的DC总线电压，该反相器可产生最大的反相器输出电压，控制整流器将电源电压转换成DC总线上的DC电压，使得DC总线电压提升到比三相AC输入电压峰值大X％以上的电平，并控制反相器使得只有中等电压向量转换状态出现，以将DC总线电压转换成提供给负载的AC输出电压，由此降低最大反相器输出电压，使得最大的反相器输出电压比在正常反相器操作期间并在给定特定的DC总线电压时的最大反相器输出电压小X％。
又一实施例包括用于将三条电源线上的三相AC输入电压转换成可提供给负载具有额定输出电压的三相AC输出电压的方法，所述方法用于减小施加在负载上的共模电压，并包括以下步骤：在AC电源和正负DC总线之间链接无源整流器，在DC总线和负载之间链接三相的三级PWM反相器，该反相器具有包括其中三个电机相位的每一个都链接到正DC总线的ppp状态以及其中三个电机相位的每一个都链接到负DC总线的nnn状态的多个转换状态，并控制反相器以向负载提供AC电压，使之最大的反相器输出电压基本上等于三相AC输入电压，并且排除ppp和nnn转换状态。
除了这些方法，本发明包含用于执行各发明方法的装置。
本发明的这些和其它目的、优点和各方面将从以下说明书中变得显而易见。在说明书中可参考附图，这些附图形成了说明书的一部分并示出了本发明的一个较佳实施例。该实施例并不一定表示本发明的全部范围，因此要参考用于解释本发明范围的权利要求书。
附图说明
以下将参照附图来描述本发明，其中类似标号用于表示相似元件，附图包括：
图1是现有技术的示例性三相驱动器系统的示意图；
图2A是示出二级整流器或反相器的转换状态的示意图，而图2B是示出三级整流器或反相器的转换状态的示意图；
图3是示出符合本发明至少某些方面的驱动器的示意图，该驱动器包括二极管桥式整流器、提升电路和三级反相器，其中反相器仅使用中等向量转换状态来控制；
图4是示出符合本发明至少某些方面的驱动器的示意图，该驱动器包括三级整流器和三级反相器，其中三级反相器仅使用中等向量转换状态来控制，而三级整流器则使用不同的受限转换协议来控制；
图5是示出符合本发明至少某些方面的驱动器的示意图，该驱动器包括三级反相器和二级整流器，其中反相器仅使用中等向量转换状态来控制，而整流器则使用不同的受限转换协议来控制；
图6是示出符合本发明至少某些方面的另一驱动器的示意图，该驱动器包括三级反相器和二极管桥式整流器，其中反相器使用排除ppp和nnn转换状态的转换协议来控制；
图7是示出至少符合本发明某些方面的方法的流程图。
具体实施方式
本发明的一个或多个特定实施例将如下所述。应当理解的是，在任何诸如工程或设计项目的实际实现的开发过程中，必须作出许多具体实现的决定来达到开发者的从一个实现到另一个实现可变化的具体目标，诸如与系统相关和商务相关的约束相兼容。此外，应理解的是，这种开发努力是复杂并耗时的，但对于得益于本发明的本领域技术人员而言，它仍然是设计、安装、制造的日常工作。
现在参看附图，在一些附图中，其中相似标号贯穿若干视图对应于相似元件，更具体地参看图3，示出了符合本发明至少某些方面的示例性驱动器结构40。驱动器结构40可通过电源线14、16和18接收三相AC电压，并将这些电压转换成通过负载线30、32和34提供给负载的三相AC电压。于是，驱动器40包括二极管桥式整流器42、提升变换器44、三级的三相中性点箝位反相器46、提升控制器69和反相器控制器54。
二极管桥式整流器42包括六个二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6，并可安全它们形成三个整流器管脚，包括：由分别链接在正负DC总线24和26之间的二极管D1和D2所构成的第一个管脚，由串行链接在DC总线中的二极管D3和D4所构成的第二个管脚，以及由串行链接在DC总线中的二极管D5和D6所构成的第三个管脚。电源线14链接到二极管D1和D2之间的共同节点。类似地，线16和18分别链接到二极管D3和D4之间以及二极管D5和D6之间的共同节点。如在功率变换领域中众所周知的，桥式整流器42可以无源模式操作，以将在线14、16和18上呈现的三相AC电压分别转换成正负DC总线24和26两端的DC电势。如图3所示，正总线24的第二部分可由标号25标示。两个电容器36和38设置在正负DC总线25和26之间，其中各个电容器36和38都具有基本相等的电容量值。因而，当在总线25和26两端上施加电压时，可对电容器36和38充电并帮助保持电势。电容器36和38之间的中点“o”称之为中性箝位点。
仍参看图3，三级反相器46包括标号分别为S1-S12的第一到第十二个开关器件，以及标号分别为D8-D13的第八到第十三个二极管。开关器件S1到S12被安排为形成三个反相器管脚。第一个反相器管脚包括在正负DC总线25和26之间分别串联排列的开关S1、S2、S3和S4。类似地，第二个反相器管脚包括在总线25和26之间串联排列的开关S5、S6、S7和S8，而第三个反相器管脚包括在总线25和26之间串联排列的开关S9、S10、S11和S12。二极管D8和D9分别链接在中性箝位点与第一反相器管脚中相邻开关S1和S2间的点、以及开关S3和S4间的点之间。类似地，二极管D10和D11以及二极管D12和D13分别链接在中性箝位点与第二反相器管脚中相邻开关S5和S6间的点、以及开关S7和S8间的点之间，以及与第三反相器管脚中相邻开关S9和S10间的点、以及开关S11和S12间的点之间。第一反相器管脚中开关S2和S3间的共同点或节点链接第一负载线30。类似地，第二反相器管脚中开关S6和S7间的共同节点链接负载线32，而第三反相器管脚中开关S10和S11间的共同节点链接负载线34。
如在功率变换领域中众所周知的，控制器54向各个开关S1到S12提供控制信号以启闭开关。因而，控制器54可控制为将负载线30、32或34的任一条链接到正DC总线25、负DC总线26、或中性箝位点o的任一条。例如，通过打开开关S1和S2，负载线30可被链接到正DC总线25，通过打开开关S3和S4，它可被链接到负DC总线26，或者通过打开开关S2和S3可被链接到中性箝位点。
再次参看图3，提升电路44(如标号所示)可控制成增加或提升正负DC总线24和26上的DC总线电势。因而，当以适当方式控制时，正总线部分25和负总线26之间的DC总线电势可增加到大于正总线部分24和负总线26之间的DC总线电势的水平。这样，提升电路44包括电感器48(L1)、第七个二极管D7和第十三个可控开关S13。在此，开关S13通常可以高速率地进行操作，其中每个闭合操作可用于在电感器48中存储能量，各个打开操作可实现所存储能量通过二极管D7向电容器36和387的传送。在此，各个开关周期中开关S13闭合的时间部分可变，其变化直接与总线25和26上的输出电压或电势的所需变化相关。即，为了增加总线25和26上的电势，可延长开关S13的工作周期以增大输出电压。
提升控制器69和反相器控制器56都是简单的可编程处理器，分别用于控制开关S13和反相器开关S1-S12，其中使用符合本发明的协议。
再次参见图2B和图3，如上所述，对于三级中性点箝位反相器46，有27个独立的转换状态，其中各种个不同转换状态由包括“o”、“p”、“n”的三个小写字母的组合来表示。例如，图2B中的示例性转换状态包括转换状态“npn”、“opn”、“ppp”等。各个转换状态标号中的三个字母分别与上述的三个反相器管脚相对应。例如在标为“npn”转换状态的情形中，第一个“n”与图3中包括开关S1到S4的反相器管脚相对应，“p”与包括开关S5到S8的第二个反相器管脚相对应，而第二个“n”与包括开关S9到S12的第三个反相器管脚相对应。“n”表示负载线链接到与负DC总线26相连的相应反相器管脚。类似地，“p”表示负载线链接到与正DC总线25相连的相应管脚。“o”表示负载线链接到与中性箝位点o相连的相应管脚。因而，例如，在标为“npn”转换状态的情形中，图3中的第一、第二、第三反相器管脚将负载线30、32和34分别链接到负DC总线26、正DC总线25和负DC总线26。作为另一示例，对于标为“ppp”的转换状态，第一、第二、第三反相器管脚将每条负载线30、32和34都链接到正DC总线25。
仍然参看图2B和3，对应于中性点箝位三级反相器的27种可能转换状态包括6个中等向量转换状态，有状态opn、pon、pno、onp、nop和npo。可以理解，当控制三级反相器使得仅出现中等向量转换状态，反相器46不产生CMV。因而，根据本发明的至少某些实施例，控制器54用来控制三级反相器46，使之只有中等向量转换状态用来产生负载线30、32和34上的AC电压。
还可以理解，当仅使用中等向量转换状态来控制反相器46时，反相器46的最大输出电压被减小为三相AC输入电压的约87％。因而，根据本发明另一实施例，当仅使用中等向量转换状态来控制反相器46时，提升电路44可用来使总线25和26上的DC总线电压增加一计算量，以补偿最大的反相器输出电压降。这样，在至少某些情形中，提升电路44可用来使总线25和26上的DC总线电压增加比受限转换协议导致的减小百分比大的量。更具体地，可使用以下等式来确定提升电路44应增加多少DC总线电压：
([100/(100-X)]-1)*100          (2)
其中X是当使用受限转换协议控制时与反相器46相关联的电压减小百分比。在本示例中X是13％，根据等式2提升百分比约为15％。
在确定了所需提升值之后并在驱动器40的正常操作期间，开关S13可控制为使用二极管桥式整流器将DC总线电势提升到目标水平，并且一般提升到大于标称DC总线电压的电平(即大于所需AC输入电压峰值的电平)。然后，当控制反相器46使得只出现中等向量转换状态以减小CMV，并随后减小反相器输出电压时，提升的DC电势可补偿由受限反相器转换协议导致的降压，且最终结果是基本上大于额定输出电压的最大的反相器输出电压，其中输出电压包括减小很多的CMV。
在图3所示的本示例中，已经确定所产生的总峰-峰CMV约为使用二极管桥式整流器所产生的标称DC总线电压的30％。在此，开关S13和三级反相器中的各个开关可以不同PWM频率切换。该实施例的一个问题是由于三级反相器46中两相的同时转换而会在CMV中出现电压尖峰信号。
现在参看图4，示出符合本发明至少某些方面的第二个驱动器结构64。在图4中，与图3的驱动器结构40相同，驱动器64包括一个三级反相器46。反相器46中的各个组件与参照图3上述的组件相同，因此，为了简化解释，在此将不再赘述。此外，参照图3中三级反相器所述的控制器54和受限转换协议也可用于驱动器64，其中仅采用了中等向量转换状态。因而，控制器54和受限协议在此也不再赘述。
在图4中，没有包括图3所示的二极管桥式整流器和提升电路，驱动器64包括一个三相的中性点箝位三级整流器50。三级整流器50包括分别为S14到S25的第14到25个开关，分别为D14到D19的第14到19个二极管，以及电感器L2、L3和L4。开关S14到S25排列成三个整流器管脚，包括：开关S14、S15、S16和S17在DC总线24和26之间串行排列成第一管脚，开关S18、S19、S20和S21在DC总线24和26之间串行排列成第二管脚，以及开关S22、S23、S24和S25在DC总线24和26之间串行排列成第三管脚。电源线14可链接到第一整流器管脚中开关S15和S16之间的共同节点。类似地，电源线16和18可分别链接到第二和第三整流器管脚中开关S19和S20之间、以及开关S23和S24之间的共同节点。二极管D14到D19分别链接在中性箝位点o与第一反相器管脚中的开关S14和S15之间以及开关S16和S17间的节点之间，与第二反相器管脚中的开关S18和S19之间以及开关S20和S21间的节点之间，以及与第三反相器管脚中的开关S22和S23之间以及开关S24和S25间的节点之间。
整流器控制器52可提供用于控制开关S14到S25。如在三级反相器46的情形中，三级整流器50可控制成采取图2B中所示的二十七种转换状态的每一种状态。然而，在此各转换状态可表示电源线14、16和18与正负DC总线和中性箝位点o的链接，而不表示负载线30、32和34与之的链接。例如，“n”表示电源线与负DC总线26的链接，“p”表示电源线与正DC总线24的链接，而“o”表示电源线与中性箝位点o的链接。
在图4所示的实施例中，控制器54控制反相器46使得只出现中等向量转换状态opn、pon、onp、nop和npo，使之消除反相器46所产生的CMV。如上所述，当仅使用中等转换状态控制反相器46时，三相AC输入电压和最大反相器输出电压之间可减小13％。在此，为了使最大反相器输出电压保持在三相AC输入水平上，控制器52用来控制整流器50的转换以将总线24和26上的DC总线电压实际上提升到大于使用二极管桥式整流器产生的标称DC总线电压。更具体地，上述等式2再次用来确定整流器50应把DC总线电势增加到使用二极管桥式整流器产生的标称DC总线电压以上多少。在当前情形中，等式2产生约15％的增幅。
在图4所示实施例中，控制器52可使用一转换协议来控制整流器50，该协议排除ppp和nnn转换状态以进一步减小总的峰-峰CMV，同时仍提升DC总线电压15％。当整流器50和反相器46采用所述控制时，最大的驱动器输出电压等于三相AC输入电压，且总的峰-峰CMV是0.67V_dc，其阶跃高度为0.16V_dc，其中V_dc是提升的DC总线电压。
现在参看图5，示出另一个驱动器结构55，其中类似于图3和4所示的实施例，包括一个三级反相器46和一个反相器控制器54。此外，驱动器55包括一个二级整流器56和一个整流器控制器53。二级整流器56包括形成三个整流器管脚的开关S26到S31，以及电感器L5到L7。开关S26和S27串联链接在DC总线24和26之间以形成第一个管脚，开关S28和S29在总线之间链接形成第二个管脚，而开关S30和S31在总线之间链接形成第三个管脚。在此，线14、16和18分别链接到在第一到第三整流器管脚中的开关S28和S29之间、开关S28和S29之间、以及开关S30和S31之间的节点。控制器53控制开关S26到S31，以将线14、16和18上的AC电源电压转换成总线24和26两端的DC总线电压。在此，因为二级整流器56中只有六个开关，所以只有八种可能的转换状态(参见图2A)，包括ppp、nnn、ppn、pnn、nnp、npp和npn。
根据本发明至少一个实施例，控制器54仅使用中等向量转换状态来控制三级反相器46，从而可将来自反相器46的CMV减小为零电平，同时将最大反相器输出电压减小为比三相AC输入电压低13％的电平。为了补偿13％的反相器输出电压降，控制器53控制开关S26-S31以提升DC总线电压。一旦DC量应当提升以补偿反相器电压降的量可使用以上等式2来确定，则对于13％的电压降会产生约15％的电压提升值。
仍然参照图5，除了用限定转换协议控制反相器46之外，已经认识到的是，可通过用限定转换协议控制整流器56来进一步减小CMV。这样，在至少某些实施例中，控制器53在控制整流器56时可排除ppp或nnn转换状态。在这种情形中，总的峰-峰CMV为0.67V_dc，而阶跃高度为0.33V_dc，其中V_dc是提升的DC总线电压。在另一实施例中，控制器53可在排斥ppp和nnn状态时控制整流器56。在此，总的峰-峰CMV可降至0.33V_dc而阶跃高度仍为0.33V_dc。在以上两个情形时，DC总线电容器36和38不能通过控制器54动态平衡。
现在参看图6，示出符合本发明至少某些方面的另一驱动器结构70。驱动器70，类似于参照图3、4和5所述的所有驱动器的情形，包括一个三级中性点箝位反相器46和一个反相器控制器54。此外，驱动器70包括类似于参照图3所述的整流器的二极管桥式整流器42。整流器42可产生总线24和26上的DC电势。在图6所示实施例中，不仅仅使用中等向量转换状态来控制反相器46，控制器54使用图2中标识的除ppp和nnn转换状态之外的所有转换状态。在此，因为控制器54使用较大向量转换状态，最大反相器输出电压等于三相AC输入电压，所以无需提升DC总线电压值。然而，由于控制器54将ppp和nnn状态排除在外，所以减小了峰-峰CMV。更具体地，在驱动器70受到控制以排除ppp和nnn状态时，峰-峰CMV为0.97V_dc，而阶跃高度降为0.16V_dc。在该情形中，因为较小向量状态可包括在反相器转换协议中，电容器36和38上的电压可得到动态平衡。
现在参看图7，示出符合本发明至少某些方面的方法80。在框82，整流器/反相器结构以上述任一方式来提供、构成并链接。因而，整流器可包括一个二极管桥加提升电路、二级开关型的整流器、三级开关型的整流器等，而反相器可包括二级或三级开关型反相器。在方框84中，受限的反相器转换状态协议可用于减小CMV。此外，在方框84中，当整流器是开关型整流器时，可选择受限的整流器转换协议以进一步减小CMV。在方框86中，标识因选定转换协议导致的反相器输出中的下降百分比。在方框88中，在驱动器的正常操作期间，整流器可控制成将DC总线电压提升所计算的百分比，以补偿由受限转换协议导致的反相器压降。在此，当整流器为开关类型时，在方框84中选定的受限整流器转换协议被用来启动整流器。当整流器是包括提升电路的二极管桥时，提升电路可控制成提升DC总线电压。最后，在方框90中，反相器可控制成以与选定的受限反相器转换协议一致的方式来减小CMV。
尽管本发明允许各种更改和可选形式，但是特定实施例可作为实例在附图中示出并已经在此详细描述。然而，应当理解的是，本发明并非旨在受限于所揭示的特定形式。例如，尽管在反相器转换状态受限于中等向量状态时出现了特别好的结果，但仍可预期其它的受限反相器转换协议，包括：包括除ppp和nnn状态之外所有状态的协议、包括除ppp或nnn状态之外所有状态的协议、包括中等向量状态和较小向量状态的子集的协议、等等。此外，可预期采用开关型整流器和提升电路的
实施例。
此外，在上述的包括三级反相器和三级整流器的实施例中，整流器可使用包括除ppp和nnn转换状态之一外的所有状态的受限转换协议来控制，产生至少某些有利结果。此外，可预期在各种结构中有四级或多极反相器和整流器，其中多极反相器可使用不完整的转换协议来控制以减小CMV，同时仍保持较高的最大驱动器输出。
因而，本发明能覆盖和包括落于所附权利要求所定义的本发明精神和范围内的所有修改、等效以及可选方案。