用于多路接收信道联合同步的方法和设备 【发明背景】
1.发明领域
本发明总的涉及数字信号的通信，更具体地涉及在数字通信系统中多路分集信道的接收机同步。
2.相关技术描述
在数字通信系统中，数字符号如二进制±1值作为波形通过信道从发射机向接收机发射。在一般意义上使用术语“信道”，和代表任何通过其发射信号的媒介。例如，信道可以是无线环境，铜线，光缆，或磁存储介质。在每种情况下，由于通过信道传输的原因，在接收机接收的信号与发射机发射的信号不同。所接收的信号通常包括噪声和来自其它信号的干扰，这就降低了信号质量以及增加了传输差错地可能性。
尤其在无线通信系统中，由于信号路径不同公知的瑞利(Rayleigh)衰减现象极可能引起40dB或更大的本地信号损耗。为克服瑞利衰减，在接收机上使用多个天线的空间分集技术是公知的。当接收机天线物理上间隔足够的距离时，各个天线所接收的信号呈现出不相关的瑞利衰减。接收机所接收的该信号称为“分集信号”，而天线被称为“分集天线”。在接收机上合并该分集信号以产生更强和可理解的信号。
也可以使用接近隔开的天线单元，如在相控阵天线中，以提供阵列增益，即使分集增益由此减少或消除。最好在解调之前对相控阵信号使用波束成型。
在接收机上，解调之前在信号上执行信号预处理操作如滤波、放大和可能的混频。信号预处理操作也可以包括对接收信号的采样和量化以获得接收数据采样序列。按照这样的信号预处理，所接收信号被解调和转换为模拟信号而输出。
在大多数数字通信系统中，由发射机发送的同步(或“sync”)信号协助接收机解调所接收数字信号。接收机将所接收信号与已知的同步信号的副本进行比较以确定位或码元时序，确定帧时序，并可能估计信道响应。码元时序表示采样接收信号的最好位置，帧时序表示新帧开始的出现处。如果执行过采样，时序表示当抽样过采样数据时使用那一个采样相位。
以常规的同步方法，时序是由发现使所需要的信号强度最大的采样相位确定的。一般，这些通过将接收信号与同步信号相关来完成并使用幅度平方相关值作为信号强度标志。
可惜，所接收的信号包含阻止发射数字码元的完全复原的减损信号。如果减损是加性白高斯噪声(AWGN)，则上述最大信号强度的常规策略也使信噪比(SNR)在解调器的输入端最大。如果减损包括其它信号如同信道干扰或邻信道干扰，则按照Chennakeshu等人的美国专利5406593号所讨论的方法能够使输入信号与减损加噪声之比最大。
当多路接收天线用于空间分集时，常规方案是单独同步每个分集信号，如在美国专利5406593号所讨论的那样。这些就优化了每个分集信道的SNR或SINR。该方案领会了常规分集合并，其中不执行干扰消除，作为解调器输出的SINR顶多是不同分集信道的SINR的和。可是，当在接收机执行干扰消除时，使每个天线上SINR最大不一定是最好的策略。相反，在时域上协调了干扰信号可能有利，以便当分集信号被合并时各个信号的干扰成分将相互抵消。这就是单独信道同步所不能保证的。这样，需要能够联合同步多路接收信道以使干扰消除检测器性能最大的一种方法和设备。
发明概述
因此，本发明的主要目的是提供多路接收信道联合同步的设备。
根据本发明，提供了一种多路接收信道联合同步的设备。该设备包括接收信号的装置，预处理所接收信号的装置，预处理信号联合同步的装置，和抵消同步信号中干扰的装置，其中在消除干扰后判定所接收信号中的数据内容。
还提供一种联合同步多路接收信号的方法。根据本发明，为每个分集信号选择采样相位偏置以便所合并的接收信道的SINR最大。
当阅读下面的详细说明及附图时本发明的这些和其它目的与特征和优点将变得明显，附图中相同的参考标号表示相同元件或单元。
附图简短描述
图1是典型的数字通信系统的方框图；
图2是根据现有技术的单独信道同步设备的方框图；
图3是根据本发明实施例的接收机结构的方框图；
图4是根据本发明实施例的联合同步单元的方框图；
图5是表示由图4中实施例的联合同步单元实现联合同步过程的流程图；
图6是根据图4中实施例的量度计算机的方框图；
图7是根据图4中实施例的量度计算机的另一个实施例的方框图；
图8是根据本发明另一个实施例的联合同步单元的方框图；
图9是根据图8实施例的选择单元的方框图；
图10是由图8实施例的联合同步单元执行联合同步过程的流程图；
图11是根据图8实施例的量度计算机的方框图。
优选实施例的详细描述
图1说明使用分集天线16a、b的典型数字通信系统10的方框图，其中作为数字通信信号的数字信息码元s(n)由发射机12和发射天线14发射。所发射信号穿过传输媒介由接收天线16a、b接收。接收天线16a、b向接收机18提供接收的分集信号，接收机检测所发射的信息码元。每个分集信号包含减损信号，减损信号中包括热噪声和可能的干扰信号。减损信号的出现使接收机难于完整地检测信息码元。
图2说明根据现有技术带有单独信道同步的典型接收机结构20的方框图。所接收信号由信号预处理器22a、b处理，该处理器一般滤波、放大和将信号混频变成基带信号。每个基带信号由单独的同步装置处理，如同步单元24a、b，该单元使用常规的同步技术确定帧和采样时序。然后，每个单独同步的分集信号被提供给信号处理器26，该处理器通过分析单独同步分集信号来检测信息码元。这些一般通过对同步信号使用公知的技术进行分集合并来完成，如最大比合并，等增益合并或选择合并。
为改善检测的精确度，信号处理器26可以执行干扰消除或一些其它形式的解调。已经为数字通信系统建议了干扰消除技术。例如见J.H.Winters的“带有共道干扰的数字移动无线台中的优化合并”，IEEEJ.Sel.Areas Commun.，vol.2，pp.528-539，July1984和G.E.Bottomley与K.Jamal的“自适应阵列天线和MLSE均衡”，Proc.IEEEVeh.Technol.Conf.，Chicago，July25-28，1995。干扰消除所应用的基本原理是合并来自不同天线的信号以便压缩和消除减损信号。这样，目的是使所需要的信号成分建设性地相加，同时干扰成分破坏性地相加。
可是，当在检测器中进行干扰消除时，不再需要被设计成只使所需要的接收信号的信号能量最大的同步操作，尤其是时序的选择。为改善系统性能，也希望在合并分集信号后减少接收信号中的干扰出现数量。理论上，这些是通过调整和协调干扰成分和分集信号的所需要信号成分以便当合并时干扰成分相互抵消掉来实现的。
根据本发明，分集信号的协调是通过对单独天线所接收的多个分集信号联合同步来实现的。图3是根据本发明的接收机结构的方框图。为便于参照，将针对具有两个分集天线的接收机进行描述。可是，本领域技术人员将认为本发明可以应用在具有两个以上分集天线或其它类型天线的接收机中。
为有助于理解本发明，将简略描述联合同步理论。所发射的数字通信信号被作为分集信号Ya和Yb由天线21a、21b接收。天线21a、21b将分集信号Ya和Yb分别提供给信号预处理器22a和22b。信号预处理器22a和22b将接收的分集信号Ya和Yb转换为离散采样流，标志为Xa(k)和Xb(k)。离散采样流Xa(k)和Xb(k)然后被提供给联合同步单元28，该单元通过确定每个分集信号的采样定时来联合同步分集信号。得出的信号被提供给解调器30。在优选实施例中，解调器30包括干扰消除处理器。
通过在同步处理中考虑每个接收信号，可以以下面描述的方法优化随后的同步处理的性能。设X(k)表示来自信号预处理器22a，b的接收信号采样向量，其在每个信息码元周期对信号采样N次。这样，在具有两个接收天线的接收机中X‾(k)=Xa(k)Xb(k)]]>
在此向量中的每个元素对应不同接收天线所接收的信号。联合同步单元28产生表示为r(n)的接收信号采样的向量，在每个信息码元周期只采样M次，在此M一般为1或2。每个元素r(n)的ri(n)给出为：(1)ri(n)=Xi(nNM+Pi)]]>在此n是采样指数且Pi是代表由联合同步单元28为信号Xi(k)选择的特别采样相位。从Xi(k)中产生ri(n)的过程是公知的十取一抽样，和由公知的十取一抽样器执行，该抽样器接收Xi(k)和采样相位Pi作为输入。
采样相位的集合可以组织成采样向量P。联合同步单元28选择一组使解调器30输出的合并信号的SINR值最大的采样相位Pi。联合同步单元对每个天线选择一个采样相位，以便每个码元周期中只保持N个样本中的M个用于处理。根据对M的选择，接收机有时称为被码元间隔(M＝1)或分数间隔(M＞1)。
通过选择合适的采样相位向量，以下列方式使输出的SINR最大，其中M＝1(即每个周期只选择一个采样进行处理)。采用前面Winters提出的阵列处理方式，和为简便省略离散采样指数N，在同步和采样之后，接收样本r能够表示为
(2) r＝cs+z在此c是每一个信道抽头的向量，每个天线有一个，s是将检测的所发射数据码元，而z是每个天线的减损值向量。该减损能够包括热噪声和来自其它通信信号的干扰。
为滤除噪声和干扰，解调器30将采样r合并成检测统计值Yd，该值用于识别所发射信息码元s。对于所有可能的信息码元，所发射的信息信号被确定为最接近检测统计值的一个。在优选实施例中，检测统计值Yd被作为所有接收信号的加权平均值来计算。其可由下列公式来表示
(3) Yd＝WHr
在此上标H代表加权向量W的共轭转置。按照上面Winters所说，给出了对加权的优化选择
(4) W＝R-1ZZC在此RZZ＝E{ZZH}为与接收天线21a、b上的减损有关的相关矩阵的期望值。对于具有D个接收天线的系统，RZZ包括D×D维的矩阵。E{X}代表X的期望值。ZZ下标表示R是由减损向量Z与自身(Z)相关所获得的。实际上，信道抽头C和减损相关矩阵R-1ZZ能够使用常规方法从接收信号中估计。美国申请08/284755给出了这样估计的例子，在此引用作为参照。
理论上，在前面Winters通过下列公式给出了使用该技术的输出SINR：
(5) SINR＝CHR-1ZZC
可是，信道抽头值和减损相关矩阵将取决于所使用的同步和定时，它们由采样向量P代表。这样，一般地，通过下式给出输出SINR：
(6) SINR(P)＝CH(P)R-1ZZ(P)C(P)
从公式6可以看出输出SINR取决于整个采样相位向量和不能通过独立地选择每个天线的采样相位实现使SINR最大。
为优化输出SINR，执行分集信号的协调同步(即“联合同步”)。换句话说，通过集体而非单独确定采样相位，使输出SINR最大。在本发明中，联合同步是通过考虑各种测试采样相位向量P′完成的。对每个测试采样相位向量P′估计输出SINR。使输出SINR最大的测试采样相位向量P′被选择和被接收机使用以十取一地抽样接收信号。为减少复杂性，可以首先执行单独信道同步，以便只需要测试有限数量的侯选采样相位向量。
图4说明根据本发明实施例的联合同步单元28。联合同步单元28包括一个十取一抽样器70，一个控制单元72，一个量度计算机74和一个双刀单掷开关76。在处理之前，开关76断开以防止ri(n)的虚假值被传送给解调器30。
接收信号Xa(k)和Xb(k)被提供给十取一抽样器70。接收信号Xa(k)和Xb(k)可以由一个或更多的输入缓存器(未示出)来缓存。由控制器72向抽样器70提供采样相位向量P。十取一抽样器70产生作为输出的十取一抽样信号ra(n)和rb(n)。量度计算机74接收十取一抽样信号ra(n)和rb(n)和使用它们计算量度，该量度推算随后的干扰消除处理的性能。在实施例中，量度(metric)是在接收机输出端的信号与减损加噪声之比的估计。
控制单元72向十取一抽样器70提供各种测试采样相位向量P′，和选择导致输出SINR估计最高的采样相位向量。
所评价的初始测试采样相位向量P′可以是前面所选择的采样相位向量或通过通常的同步处理获得的采样相位向量。在本发明的一个实施例中，评价靠近初始采样相位向量的测试采样相位向量的一个预定范围，和选择产生输出SINR估计最高的测试采样相位向量并用于同步分集信号。可是，应理解在不脱离本发明精神和范围的情况下，可以使用其它算法来选择测试采样相位向量。
一旦控制单元72已经识别出最佳采样相位向量Popt，控制单元72向十取一抽样器70提供Popt并闭合开关76。所抽样的信号ra(n)和rb(n)被这样提供给解调器30。
图5说明控制器72的一个可能的逻辑流程。首先，断开开关76和选择Popt的初始值。如上面所述，Popt的初始值可以是以前所选择的一个值，或可以是通过通常的同步技术所获得的。
下一步，将Popt输出到十取一抽样器70，该十取一抽样器使用Popt以对接收信号Xa(k)和Xb(k)十取一。
然后，从量度计算机74输入作为使用采样相位向量Popt的结果所产生的SINR估计。
下一步，由控制单元72产生测试采样相位向量P′。测试采样相位向量P′的产生可以由几个算法中的任何一个来完成。例如，控制单元可以选择接近初始采样相位向量的大量采样相位向量。或，控制单元可以轮流选择和评价每个可能的采样相位向量。
下一步，向十取一抽样器70提供所选择的测试采样相位向量P′，该十取一抽样器使用P′以对接收信号Xa(k)和Xb(k)十取一。
然后，从量度计算机74输入作为使用采样相位向量P′的结果所产生的SINR估计。
下一步根据P′的SINR估计与根据Popt的SINR估计进行比较。如果根据P′的SINR估计大于根据Popt的SINR估计，则设置Popt等于P′，并更新最大SINR估计。
控制单元然后确定是否评价另一个测试采样相位向量。该决定将取决于是否已经评价了所有感兴趣的P′值和可以取决于是否获得了足够的SINR。在完成评价所有感兴趣的向量之前，控制单元也可以由定时或处理极限强迫停止评价P测试值。
如果控制单元确定评价应继续进行，就选择一个新的P值，并且如同上面所述那样进行处理。
如果控制单元确定处理被完成且不需要进一步评价测试采样相位向量，则将Popt输出到十取一抽样器70且开关76闭合。
图6说明根据图4实施例的量度计算机的方框图。接收信号的十取一抽样采样ri(n)被提供给信道抽头估值器32a、b，该估值器使用常规技术估计信号的信道抽头延时和系数Cest。这些估计被送到合并器34a、b，该合并器使用已知或检测的信息码元和信道抽头系数来组成接收信号的估计，以向量形式如rest(k)表示。当接收机正处理一组预定信息码元时可以使用已知的信息码元，例如在同步处理期间使信息码元得到利用。
延时单元38a、b给予接收信号一个延时，该延时等于由信道估值器32a、b给予估计的接收信号的延时。由相加器36a、b将接收信号估计从接收信号中减去。
相加器36a、b的输出Zi，est(n)是接收信号的减损成分的估计。减损成分估计集体表示为向量Zest(k)。减损估计然后送到反向相关估值器40，该估值器产生反向相关矩阵R-1ZZ的估计。该反向相关矩阵R-1ZZ能够使用本领域公知的矩阵反向定理方法直接估计，或能够通过估计和然后反转相关矩阵来获得。也可能使用其它方法，包括矩阵平方根估计或LDU分解法。
信道抽头系数和反向相关矩阵估计被送到算术逻辑处理器42，该处理器使用所提供的值计算输出SINR的估计。然后将SINR的估计提供给控制单元72，如上所述。由于接收机继续接收和处理新的信息码元，SINR估计往往随时间改变。因为SINR估计可以是杂乱的并且最佳采样相位可以缓慢改变，希望及时平滑SINR估计，例如使用带通滤波器(未显示的)。
可以使用其它涉及输出SINR或解调器性能的量度，如以Rrr数据相关矩阵替换Rzz，该方法比估计简单。在图7中说明该方法，其中显示包括一个数据相关估值器41的量度计算机74′，一对信道估值器32a、b，和一个运算逻辑处理器42。数据相关估值器41接收作为输入的十取一抽样信号ra(n)和rb(n)并由此产生数据相关矩阵Rrr的估计。信道估值器32a、b为基于十取一抽样信号ra(n)和rb(n)的信道产生信道抽头估计Ca和Cb。该信道抽头估计Ca和Cb和数据相关矩阵Rrr被提供给算术逻辑处理器42，该处理器计算优化的量度。该量度是根据下列公式计算的：
(7) metric＝CHR-1rrC
图8说明本发明联合同步单元的另一个实施例。如图8所示，联合同步单元105包括一个选择单元100和一个量度计算机103。选择单元100接收信号Xa(k)和Xb(k)作为输入，并且产生十取一抽样信号ra(n)和rb(n)作为输出。选择单元100也产生测试采样相位向量P′和输出测试向量到量度计算机103。量度计算机103一起接收接收信号Xa(k)和Xb(k)和测试采样相位向量P′作为输入和产生输出SINR的估计，该估计提供给选择单元100。
如图9所示，选择单元100包括控制单元101和抽样器102。控制单元101接收由量度计算机103产生的SINR估计作为输入。控制单元101向十取一抽样器102输出一个最佳采样相位向量Popt，该十取一抽样器使用Popt对输入信号Xa(k)和Xb(k)十取一抽样。控制单元101也输出测试采样相位向量P′到量度计算机103，该计算机根据所提供的测试采样相位向量P′来计算SINR估计。
通过在选择单元和量度计算机中使用单独的十取一抽样器，当选择单元100使用前面所选择的采样相位连续处理进来的信号时，图8的联合同步单元105具有连续评价不同的采样相位向量的能力。该特征在宽带通信系统中是有用的，其中不可能或不方便为处理而对到来的采样流进行缓存。
图10说明控制单元101的可能的逻辑流程。首先，为Popt选择初始值并提供给十取一抽样器102。如上所述，可以为Popt预先选择一个初始值，或通过通常的同步技术获得一个。
下一步，将Popt输出到量度计算机103，该计算机使用Popt对接收信号Xa(k)和Xb(k)进行十取一抽样。
然后，从量度计算机将作为使用采样相位向量Popt结果产生的测试采样相位向量P′输出到选择单元100。
下一步，由控制单元101产生测试采样相位向量P′和提供给量度计算机103，该计算机使用测试采样相位向量P′对接收信号Xa(k)和Xb(k)进行十取一抽样。
然后，从量度计算机将作为使用采样相位向量P′结果产生的测试采样相位向量P′输出到选择单元100。
下一步根据P′的SINR估计与根据Popt的SINR估计进行比较。如果根据P′的SINR估计大于根据Popt的SINR估计，则适当时设置Popt等于P′，并更新最大SINR估计。
控制单元然后确定是否评价另一个测试采样相位向量。该决定将取决于是否已经评价了所有感兴趣的P′值。在完成评价所有感兴趣的向量之前，控制单元也可以由定时或处理极限强迫停止评价P测试值。
如果控制单元确定评价应继续进行，就选择一个新的P′值，和如同上面所述处理。
如果控制单元确定处理被完成且不需要进一步评价测试采样相位向量，则将Popt输出到十取一抽样器102。
图11以方框图形式表示根据图8实施例的量度计算机103。量度计算机103包括十取一抽样器104a、b，该十取一抽样器分别接收所接收的信号Xa(k)和Xb(k)作为输入并与测试采样相位值Pa′和Pb′一起接收，且分别产生抽样信号ra(n)和rb(n)。
抽样信号ra(n)和rb(n)被提供给信道抽头估值器32a、b，该估值器使用常规技术估计信号的信道抽头系数Cest。这些估计送给合并器34a、b，该合并器使用已知或检测的信息码元和信道抽头系数形成表示为rest(k)的接收信号估计。
延时单元38a、b给予接收信号一个延时，该延时等于给予由信道估值器32a、b所估计出信号的延时。该接收信号估计由相加器36a、b从接收信号中减去。
相加器36a、b的输出Zi，est(k)是接收信号减损成分的估计。该减损估计然后送到反向相关估值器40，该估值器产生反向相关矩阵R-1ZZ的估计。
信道抽头系数和反向相关矩阵估计被送到运算逻辑处理器42，该处理器使用所提供的值计算输出SINR的估计。该SINR估计然后被提供给选择单元100，如上所述。
本发明愿意扩展到由Bottomley给出的干扰消除方案，其中干扰消除处理器也均衡接收信号。在那种情况下，接收信号包括延时模型的回声或接收信号镜像。在两个接收模型即一个主要模型和一个回声的情况下，同步后的接收信号可以模拟为：
(8) r′(n)＝C0S(n)+C1S(n-1)+Z(n)
假设每个码元一个采样(M＝1)。
这样，从前面的公式明显看出信道抽头包括向量C0和C1，每个镜像或回声一个向量。信道估值器32将估计这些信道抽头和信号发生器单元34将使用这些估计以消除镜像，留下减损值Z(n)的向量估计。量度计算机42将如下估计SINR：
(9) SINR(p)＝C0H(p)R-1ZZ(p)C0(p)+C1H(p)R-1ZZ(p)C1(p)
其它量度也可以使用。
本发明也愿意扩展到分式间隔解调，其中需要每个码元多于一个采样。当M大于1时，每个交错的SINR项，码元间隔数据流能够被相加到一起。
尽管本发明针对具有两个接收天线的接收机进行了描述，本领域技术人员将认识到本发明可以用于任何数量接收天线的接收机，该天线可以不必宽间隔。另外，尽管本发明针对具多个接收天线进行了描述，它也可用于任何多路信道接收机，其中多路信道可对应于波束，不同的极化，或其它信道形式。所需要的信号也可以是一组联合解调的所需要的信号。
本发明也可以应用于各种解调技术，包括线性和判决反馈均衡，和一个一个码元的MAP检测。所需要的信号可以由不同方式调制，包括QPSK，π/4-DQPSK，GMSK和编码调制。解调处理一般产生用于进一步信道解码处理如块码、卷积和透平(turbo)解码的软比特或码元值。最后，当缺少或不知道“同步”码元时，本发明也可应用。可以考虑所传输信号的不同假设。对于每个假设，能够确定优化采样相位和SINR。使SINR最大的假设和采样相位确定采样相位的使用。
尽管针对优选实施例描述了本发明，本领域技术人员将确认本发明不限于此处所描述和说明的特定实施例。前面的说明书和附图合理地暗示了此处的显示和描述之外的不同实施例和改编及许多变化、修改和等效安排，而不脱离本发明的实质和范围。尽管涉及实施例在此详细地描述了本发明，应理解此处的公开仅是本发明的说明和示范，并且目的仅仅是提供完整的公开。因此，本发明仅由所附的权利要求书的精神和范围限定。