干扰抑制与频率校正组合 【发明背景】
发明的技术领域
本发明涉及用于对所接收的无线信号的干扰抑制组合的处理，尤其是涉及对经受了干扰抑制组合处理的同频偏移的校正，上述干扰抑制组合处理用于多个天线所接收的无线信号。
背景技术
现在请参见图1，在图1中显示了一个通信系统10的方框图。一个信息符号序列s(k)是脉冲形式的，并由一个无线发射机12将其调制到一个射频载波上。被调制并被发射的信号通过一个射频信道14。由于受多径衰落和干扰的影响，这种信号可能会在这样的发射过程中丢失或恶化。多径衰落包括两种基本影响：平坦衰落和时间扩散。平坦衰落是由所发射的信号和在同一时刻所接收的反射信号(回波)间相互作用而产生的。时间扩散是在回波相对于发射信号有一个延迟时发生的。干扰的产生是由于处在噪声以及不与发射信号正交的信号源的环境中。这样地一些信号通常被从工作在与所发射信号相同频率上的无线发射机发射出去(同信道干扰)，或从工作在位于所发射信号的相邻频率上的无线发射机发射出去(相邻信道干扰)。
所发射出的信号(包括回波和干扰)是由多个天线16接收的。与每个天线16相连的一个接收机18将所接收的信号滤波，并将所接收到的信号下变频为一个复数基带接收信号序列r(k)。检测器20收集并处理这些信号序列r(k)，以产生原始发射信息符号序列s(k)的估计(k)。
为输出该估计(k)而处于干扰抑制组合(IRC)模式下的检测器20的工作原理是本领域公知的。例如，对于检测器20的许多种实现方法已在未决的美国专利申请中公开，该美国专利申请的专利序列号为08/284,775，1994年及1996年的8月2日申请，题目为“Methodof and Apparatus for Interference Rejection Combining inMulti-Antenna Digital Cellular Communications Systems”，发明人为Gregory Bottomley。依据在前公开的内容，针对天线16中的每一个天线，由检测器20估计出其信道分支。同时还估计了损害校正特性。之后，在处理器中使用接收信号r(k)、信道分支估计及损害校正估计形成分支计量。之后，在序列估计算法中采用该分支计量提供发射信号序列s(k)的估计(k)。
在系统10中重要的是发射机12要和接收机18很好地同步(即相位对齐)。另外，这也是很重要的是每个接收机18的本机频率发生器需要非常精确地锁定在发射机12的发射频率上。本技术领域人员熟知对于每个接收机18完成一种自动频率控制(AFC)的算法，该算法是用来计算接收信号的每个样值的频率和相位误差的。之后，对接收机18的本机振荡器的频率以及所接收信号的相位做适当的校正。这种频率和相位的校正典型地作为每个接收机18内部提供的维特比均衡器/符号检测器的一部分实现的。例如，单个天线16系统的这样一种接收机18已在美国专利No.5,136,616中公开，该专利是1992年8月4日颁发给Paul W.Dent的。在这样一种自动频率控制接收机的一个设备中，对每一个维特比状态都使用一个独特的频率估计。另外，使用与最佳维特比状态相应的一个频率估计。
实现了上述单个的天线的自动频率控制处理已被扩展到能在多天线通信系统中使用，就象图1中的系统10，在这种通信系统中具有干扰抑制组合(IRC)处理。但是，对多个天线16和接收机18中的每一对(即每个单独的接收机链)的独立的自动频率控制处理的应用引起了有关误码率的系统性能的降低(请看图5和后续讨论)。这种降低对于具有低多普勒速率的接收信号显得特别突出。因此，需要一种改进的自动频率控制处理方法和装置，这种方法和装置适于与能实现干扰抑制组合处理的多天线通信系统一起使用。
发明概述
为提出需要，本发明对由多个接收机链输出的接收信号执行一个联合自动频率校正。频率偏移被计算出，并在逐个样值的基础上加到每个接收的信号中，产生相应的频率校正的接收信号。之后，这些校正信号被采集并被处理，以产生一个原始发射的信息符号序列的估计。
对接收信号的时隙内的每一个采样重新计算频偏，并通过将一个为在先时隙所确定的频偏估计加到一个为当前时隙内的一个在先样值所确定的残余频率校正上确定该频偏。通过将用于一个时隙内最后一个样值的残余频率校正加到该时隙之前一个时隙的频偏估计上，从而使该频率偏移得以确定。通过确定频率校正的信号与相应的频率校正的信号的符号检测估计之间的相位差，从而确定一个时隙内每个样值的残余频率校正，之后将该相位误差转换为一个频率。
【附图说明】
通过参照联系附图所做的以下详细的说明，可以对本发明的方法和装置有更全面的了解，其中：
图1(事先已做过说明)是一个多天线通信系统的方框图，如在已有技术中那样，实现用于单个的接收机链和干扰抑制组合(IRC)检测器的自动频率控制(AFC)；
图2是一个依据本发明的多天线通信系统的方框图，在该通信系统中的所有接收机链和干扰抑制组合(IRC)或最大比率组合(MRC)处理中都实现了联合自动频率控制(AFC)；
图3是图2中干扰抑制组合处理器部分的方框图；
图4是显示图2和3中的联合自动频率校正单元以及组合处理器之操作的流程图；以及
图5A和5B是这样两张图，它们用于说明使用多天线通信系统的误码率系统性能的处理仿真的图。
附图的详细说明
现在请参见图2，其中显示了依据本发明的一个多天线通信系统100的方框图。一个信息符号序列s(i)被脉冲整形的并通过一个无线发射机102被调制到一个射频载波上。经调制并被发射的信号穿过一个射频信道104。所发射的信号(包括其回波以及干扰)由多个天线106(a1到an)接收。与每个天线106相连的一个接收机108将所接收的信号滤波，并将其下变频为一个复数基带接收信号序列r(i)。由接收机108输出的接收信号序列r1(i)、r2(i)……ran(i)一起由一个自动频率校正(AFC)单元110处理，以便对存在于接收机(即多个单独的接收机链)上的公共频移进行校正，这里假定接收机链是被锁定在一个公用基准振荡器上，并输出多个相应的频率校正的接收信号序列r1′(i)、r2′(i)……ran′(i)。之后，这些频率校正的接收信号序列r1′(i)、r2′(i)……ran′(i)由一个干扰抑制组合(IRC)或最大比率组合(MRC)处理器112对其进行收集和处理，以产生原始发射信息符号序列s(i)的一个估计(i)。
联合自动频率校正单元110依据以下等式确定将要加到每一个接收信号序列r1(i)、r2(i)……ran(i)中的频偏(foffset)：
foffset＝fext(n-1)+foffset(i-1)(1)
其中：-fext(n-1)包括由联合自动频率校正单元110为前一个时隙n-1所确定的一个频偏估计，并且它被加到接收信号序列r1(i)、r2(i)……ran(i)的当前时隙n(及其中的每个样值i)上；以及
-foffset(i-1)包括处理器112为接收信号序列r1(i)、r2(i)……ran(i)的当前时隙n内的一个在先样值i-1所产生的残余频率校正，并将其加到接收信号序列r1(i)、r2(i)……ran(i)中的当前时隙内的当前样值i上；以及
-i＝1、2……N；N等于单个时隙中的样值数目。
因此，系统100进一步包括第一延迟器114，放置用于接收由节点自动频率校正单元110确定的当前时隙的频率偏移估计fext(n)，并延迟，其后续应用到联合自动频率校正单元，作为用于下一个时隙的频偏估计fext(n-1)。该系统还包括一个第二延迟器116，该第二延迟器116位于处理器12和联合自动频率校正单元110之间，以接收当前样值残余频率校正foffset(i)，并延迟其后续到节点自动频率校正单元，作为下一个样值的残余频率校正foffset(i-1)。
由用于下一个时隙的联合自动频率校正单元110所确定的频偏估计fext(n)在以下方面与处理器112所产生的残余频率校正foffset(i)相关：
fext(n)＝fext(n-1)+foffset(N) (2)
其中：-fext(n-1)包括联合自动频率校正单元110为在先一个时隙所确定的
频偏估计，并在对当前时隙的处理中，在延迟器114之后使用它；以及
-feoffset(N)包括处理器112为当前时隙的第N个(即最后一个)采样所产生的残余频率校正。
现在请参见图3，其中显示了处理器112部分的一个方框图。处理器112使用众所周知的一种序列估计器(未示出)接收并处理频率校正的接收信号序列r1′(i)、r2′(i)……ran′(i)，以产生所接收序列的估计(i)。处理器112还处理频率校正的接收信号序列r1′(i)、r2′(i)……ran′(i)，以对于每个样值i产生其残余频率校正foffset(i)，输出到延迟器116(图2)。
频率校正的接收信号序列可被以如下的矢量形式所指定：r1′＝(r1′(i)，r2′(i)，……，ran′(i))
在对矢量ri′的频率校正的接收信号序列r1′(i)、r2′(i)……ran′(i)的处理中，处理器112使用一个估计器120基于符合检测估测所接收的信号，并产生估计的接收信号序列。所估计的接收信号序列可被以如下的矢量形式所指定：r^i=(r^1(i),r^2(i),······r^an(i))]]>
之后，矢量ri′和矢量的序列被加到一个相位误差计算单元122，根据以下等式计算该样值的一个相位误差：Φ^err(i)=arg[riHRzz-1(i)r^i]---(3)]]>
其中：-Rzz-1(i)是用IRC算法计算出的估计损害的自相关(二维)矩阵Rzz(i)的倒数；以及
-riH表明矢量ri′的共轭转置。
用于相位误差角度估计的小角度逼近由下式给出：Φ^err(i)=Im[riHRzz-1(i)r^i]·1|riHRzz-1(i)r^i|---(4)]]>
实际上，甚至这种逼近实现起来可能太复杂。简化这种计算的一个方法是对等式(4)的分母部分执行k比特除法。一种更简单的逼近是：依据以下等式，仅将所得结果的符号用做对相位误差的估计：Φ^err(i)=sign[Im(riHRzz-1(i)r^i)]--(5)]]>
依据以下等式提供使用用于n个天线(a1至an)和假定没有干扰的情况下的等式(5)趋近的一个例子： Φ^err(i)=sign{Σn=lan[Σm=l,m≠nanNan][Im(ri′)Re(r^i)-Re(ri′)Im(r^i)]}---(6)]]>其中：是天线an上所测量到的噪声功率(包括自相关矩阵Rzz(i)的对角输入(diagonal entries))。
另外还要注意，在首选最大比率(分集(diversity))组合(MRC)而不是干扰抑制组合的那些例子中，处理器112可被替换以实现这样一种组合，该组合也利用了联合自动频率校正的优点。这种实现方法是：Rzz-1(i)=1Na1······00······1Nan---(7)]]>
其中：是在天线an上所测量到的噪声功率(包括自相关矩阵Rzz(i)的对角输入)；或：
Rzz-1(i)＝I (8)
其中：I是一个恒等矩阵。
一旦被计算出，则将其从相位误差计算单元122输出到变换单元124，在该单元124中依据以下等式将该相位变换为一个残余频率校正foffset(i)：foffset(i)=afc2*Φ^err(i)*1Ts---(9)]]>
其中：-afc2是设置|foffset(i)|的最大允许值的一个参数，即限制在样值i处的频率校正项中的最大改变量的一种限制操作；以及
-Ts是样值速率。
之后，所得到的残余频率校正foffset(i)从处理器112输出到延迟器116(图2)，随后应用到联合自动频率校正单元110，用作处理下一个样值的foffset(i-1)。
现在请参考图2和3，同时还请参考图4，在图4中显示了在处理接收信号序列r1(i)、r2(i)、……、ran(i)时，联合自动频率校正单元110和处理器112执行操作的流程图。联合自动频率校正单元110和处理器112的操作如下：
1.在时隙开始时，从延迟器114获取fext(n-1)(由联合自动频率校正单元
110对前一个时隙所产生)；
2.将foffset(i-1)初始化为0；
3.在当前时隙中，对每个样值i(i＝1、2、……、N)执行循环，
a.根据由处理器112对当前时隙的前一个样值的计算结果，从延迟器116中获取foffset(i-1)，
b.使用等式(1)计算频偏(foffset)，
c.将所计算出的foffset加到接收信号序列r(i)的当前样值上，以产生相应的频率校正的接收信号序列r1′(i)、r2′(i)、……、ran′(i)，以及
d.用处理器112处理频率校正的接收信号序列r1′(i)、r2′(i)、……、ran′(i)，以产生一个估计值(i)，同时还用来产生输出给延迟器的foffset(i)；
4.在数据时隙结束时，使用等式(2)计算fext(n)，并将结果输出到延迟器114，用在处理下一个时隙；以及
5.返回上述步骤1，重复处理下一个时隙。
现在请参见图5A和5B，它们显示了当使用多天线通信系统处理仿真的误码率系统性能。尤其是图5A显示了当自动频率控制(AFC)是如图1的已有技术那样在每个接收机链上单独实现时处理仿真的系统性能。相反，图5B显示了当如图2所示的联合自动频率控制(AFC)是在整个接收机链上实现时处理仿真的系统性能。在每个图例中，纵轴用对数刻度代表系统通信的误码率(BER)，而横轴则用分贝(dB)表示的载波与干扰(C/I)的比值。从这两张图上我们惊奇地注意到，随着载波与干扰的比值的增加，误码率下降了。
现在将特别参见图5A，说明系统操作的两种模式。在第一种模式中，由实线150来表示其系统操作，由于假定了频率误差的完全了解(perfect knowledge)，所以没有使用自动频率校正(AFC)。然而，在第二种模式中，用虚线152来表示其系统操作，其中在每个接收机链上实现独立的自动频率校正。对于两种操作模式中的每一个模式都表示了三种操作情况。在用下标“a”所表示的第一种情况中，没有执行干扰抑制组合(IRC)。在由下标“b”所表示的第二种情况中，执行第一(IRC＝1)全相关矩阵估计干扰抑制组合方案。最后，在由下标“c”所表示的第三种情况中，执行第二(IRC＝3)次最佳相关矩阵估计干扰抑制组合方案。如果独立AFC是在每个接收机链上与干扰抑制组合一起执行的，当认为频率误差的完全了解时，图5A的图显示了该系统性能降低(请将实线150b和150c与虚线152b和152c做比较)。
现在具体参见图5B，再次说明系统操作的两种模式。如前面说明的，在第一种模式中，其系统操作由实线154表示，由于假定了完全了解频率误差，所以没有使用自动频率校正(AFC)。而在第二种模式中，其系统操作由虚线156表示，执行了依据本发明在多个接收机链上的联合自动频率校正。再次如前面说明的，对两种模式中的每一种模式都示出了三种情况。在由下标“a”表示的第一种情况中，没有执行干扰抑制组合(IRC)。在由下标“b”表示的第二种情况中，执行第一(IRC＝1)全相关矩阵估计干扰抑制组合方法。最后，在由下标“c”所表示的第三钟情况中，执行第二(IRC＝3)次最佳相关矩阵估计干扰抑制组合方法。在执行本发明的联合AFC方案时，图5B的图显示了系统性能没有明显降低(与图5A相比)。实际上，该处理仿真表明：使用了与干扰抑制组合一起使用的联合AFC的系统性能逼近了认为频率误差完全了解时所得到的性能(请将实线154b和154c与虚线156b和156c相比较)。
虽然对本发明的最佳实施例已经在附图和在上述详细的说明书中进行了说明，也应能理解本发明并不仅限于所公开的实施例，在不脱离由权利要求书所要求并确定的本发明的精神下，它也能适用于众多的重新组合、修改和替换。