音响信号处理电路 将包括日本专利申请平成10年217929号公报(申请日平成10年7月31日)、日本专利申请平成10年218128号公报(申请日平成10年7月31日)的说明书、权利要求的范围、附图和摘要的全部公开的内容，与本申请合并。
本发明涉及环绕系统的音响信号处理电路。特别涉及结构简化、高精度化和声像定位的音响信号处理电路。
近年来，作为家庭用设备，不仅出现了在收听者的前方具有左右2声道(或者前方左右中3声道的音响重放装置)，而且也出现了在收听者的左右具有2个环绕声道的音响重放装置。在用这种设备进行环绕声道重放时，一般是将2个环绕扬声器放置在收听者的两个横侧面。这时，在左右的环绕信号的相关度小的场合(即立体声环绕地场合)不会产生不自然感。但是，在左右的环绕信号的相关度极大的场合(即单声道环绕的场合)，根据收听者的位置不同会产生后述的问题。当收听者的位置在左右环绕扬声器的中央的场合，声像则定位在收听者的头部的中间，会产生不自然的感觉。
为了解决这种问题，建议用梳齿滤波器每隔一定的频带交替分割成2个声道、将单声道信号进行模拟立体声化的方法，或者采用如THX系统那样利用音调移位使相关度降低的方法，和采用在2个声道的信号中使其具有90度的相位差使相关度为0的方法等。
但是，在前述的以往技术中有以下的问题。在用梳齿滤波器进行模拟立体声化的方法中，在乐器那样的音源中常常出现不自然的大的声音。此外，在环绕信号是立体声的场合，因进行这种模拟立体声化反而有害，所以在立体声信号的场合，必须不进行模拟立体声化。因此，必须根据环绕信号是单声道信号还是立体声信号进行处理切换，处理很麻烦。
另外，如THX系统那样施行音调移位的方法中的问题是，如果不增大音调移位量，则相关度就不会小，而若增大音调移位量，则音质降低，即所谓要采用折衷的办法。此外，与前述相同，环绕信号必须根据环绕信号是单声道信号还是立体声信号进行处理切换，处理很麻烦。
90度相位差法的优点是，即使对于立体声信号，听觉上没有什么太坏的影响，不必根据环绕信号是单声道信号还是立体声信号进行处理切换。但是，声像容易定位在相位相对超前的声道方向上，产生所谓的有不自然感的问题。这种倾向在左右环绕音源是假想音源的场合特别显著。
因此，期望这样一种装置和方法，能够不管输入信号是单声道信号还是立体声信号而进行相同的处理，防止单声道信号定位在头部中间并构成在收听者周围有包围感的音场，此外，即使对立体声信号的处理也能使音质下降较少。
图29示出了日本特开平8-265899号公报所公开的音响信号处理电路。这种电路是利用配置在收听者102的前方的左右扬声器104L、104R，用于从假想的扬声器XL、XR发出声音。若采用这种电路，则即使只有2个扬声器104L、104R，收听者102的听觉上能感到宛如在后面有扬声器XL、XR那样。
在图29的装置中，用4个滤波器106a、106b、106c、106d来实现。4个滤波器的传输函数H11、H12、H21、H22分别用下式表示。
H11＝(hRRhL’L-hRLhL’R)/(hLLhRR-hLRhRL)
H12＝(hLLhL’R-hLRhL’L)/(hLLhRR-hLRhRL)
H21＝(hRRhR’L-hRLhR’R)/(hLLhRR-hLRhRL)
H22＝(hLLhR’R-hLRhR’L)/(hLLhRR-hLRhRL)
其中，hRR是从扬声器104R到收听者102的右耳102R的传输函数，hRL是从扬声器104R到收听者102的左耳102L的传输函数，hLL是从扬声器104L到收听者102的左耳102L的传输函数，hLR是从扬声器104L到收听者102的右耳102R的传输函数。
但是，如果扬声器104L、104R和假想的扬声器XL、XR的双方对于收听者102的正面轴108都是左右对称的，则在上式中，hLL＝hRR，hLR＝hRL，hL’L＝hR’R，hL’R＝hR’L成立。因此，H11＝H22，H12＝H21。如图30所示，能由2个滤波器构成电路(称为夏富拉(Shafra)型滤波器)。这里，用下式表示滤波器110a、110b的传输函数HSUM、HDIF。
HSUM＝(ha’+hb’)/2(ha+hb)
HDIF＝(ha’-hb’)/2(ha-hb)
其中，ha＝hLL＝hRR，hb＝hLR＝hRL，ha’＝hL’L＝hR’R，hb’＝hL’R＝hR’L。
这样，在左右对称配置的场合，由于结构简单，能使声像定位在假想的扬声器的位置上。
此外，如图31所示，也有的情况用交叉馈送滤波器112和串音消除滤波器114进行声像定位处理。串音消除滤波器114用于去除从右扬声器104R发出到达左耳102L的串音，以及左扬声器104L发出到达右耳102R的串音。由此，右声道信号R仅能在右耳102R听到，左声道信号L仅能在左耳102L听到。因此，借助于利用交叉馈送滤波器112调整串音的量，能使音源定位在所要的位置上。
利用图30所示的夏富拉型滤波器也能实现前述那样的串音消除滤波器114。这种场合，滤波器110a、滤波器110b的传输函数HSUM、HDIF如下式所示。
HSUM＝ha/(2(ha+hb))
HDIF＝ha/(2(ha-hb))
在前述的夏富拉型滤波器中，如果滤波器110a、110b是高精度的，则能实现声像定位能力高或者串音消除能力高的电路。但是，如果要高精度地做成滤波器110a、110b，则问题在于，其结构复杂，在由DSP实现的场合需要很长的处理时间。此外，如果用简单的结构，则出现所谓夏富拉型滤波器的能力降低的问题。
因此，在环绕系统中，期望结构简单并且精度高的夏富拉型滤波器。
本发明为解决前述的问题，其目的在于，不管输入信号是单声道信号还是立体声信号而进行相同的处理，防止单声道信号定位在头部中间并构成收听者周围的有包围感的音场，此外，即使对立体声信号的处理也能使音质下降较少。
此外，本发明为解决前述那样的问题，其目的在于得到结构简单并且精度高的夏富拉型滤波器。
本发明的音响信号处理电路和音响重放方法，
接受左音源用的左声道信号和右音源用的右声道信号，进行移相处理，使左声道信号和右声道信号的相对的相位差为140度到160度，并作为左右音源用的信号进行输出。
与90度的相位差的情况相同，60度的相位差会产生定位在相位超前侧的问题。180度的相位差(即反相)尽管不会感到有对特定方向的定位感，但有反相特有的压迫耳朵的不适应感。而在从140度到160度的相位差的场合，没有反相的不舒适感，也不会感到有对特定方向的定位。因此，能防止单声道信号定位在头部中间并构成在收听者周围的的包围感的音场。
因为仅进行移相处理，所以即使在立体声信号中也能减少音质下降。因此，能不管输入信号是单声道信号还是立体声信号而进行相同的处理。
基于本发明的音响信号处理电路，
移相处理单元至少在从200Hz到1kHz的频率区域中，达到140度到160度的相对的相位差。
因此，能简化移相处理单元的结构，同时能得到实质性的移相效果。
本发明的环绕音响重放装置，包括移相处理单元，该移相处理单元
接受环绕左声道信号和环绕右声道信号，进行移相处理，使环绕左声道信号和环绕右声道信号的相对的相位差为140度到160度，并作为左右环绕音源用的信号进行输出。
因此，能够提供一种重放装置，能不管输入信号是单声道信号还是立体声信号而进行相同的处理，防止单声道信号定位在头部中间并构成在收听者周围的有包围感的音场，此外，即使在环绕立体声信号中音质下降较较少。
基于本发明的环绕音响重放装置，
移相处理单元至少在从200Hz到1kHz的频率区域中，达到140度到160度的相对的相位差。
因此，能简化移相处理单元的结构，同时能得到实质性的移相效果。
本发明的夏富拉(Shafra)型音响信号处理电路，包括处理右声道信号和左声道信号的和信号的第1滤波器，和处理右声道信号和左声道信号的差信号的第2滤波器，
第2滤波器的低频区域的精度比第1滤波器高。
在夏富拉型音响信号处理电路中，在低频区域，处理和信号的第1滤波器的精度比处理差信号的第2滤波器的增益低。因此，在低频区域，借助于使第2滤波器的精度比第1滤波器的精度高，能尽可能地防止精度的降低，同时能实现电路结构的简化。
本发明的夏富拉型音响信号处理电路，
由FIR(Finite Impulse Response有限脉冲响应)型滤波器构成第1滤波器和第2滤波器，并且
第2滤波器的抽头数比第1滤波器的抽头数多。
因此，在低频区域，使第2滤波器的精度比第1滤波器的精度高，能尽可能地防止精度的降低，同时能实现电路结构的简化。
本发明的夏富拉型音响信号处理电路，
用子带滤波器组构成所述第2滤波器。
因此，利用减速采样能使处理能力具有余量。
本发明的夏富拉型音响信号处理电路，
第2滤波器的子带滤波器组，越是对低频分量越是进行大的减速采样。
因此，在低频区域，使第2滤波器的精度比第1滤波器的精度高，能尽可能地防止精度的降低，同时能实现电路结构的简化。
本发明的夏富拉型音响信号处理电路，
由FIR型滤波器构成第1滤波器，并且
由FIR型滤波器和2阶IIR(Infinite Impulse Response无限脉冲响应)型滤波器并联连接构成第2滤波器。
因此，在低频区域，使第2滤波器的精度比第1滤波器的精度高，能尽可能地防止精度的降低，同时能实现电路结构的简化。此外，能利用2阶IIR型滤波器处理低频区域，能防止白白地增加FIR型滤波器的级数。
本发明的夏富拉型音响信号处理电路，
第2滤波器包括FIR型滤波器、和在所述FIR型滤波器的中间抽头与所述FIR滤波器的输出之间并联连接的2阶IIR滤波器。
因此，在低频区域，使第2滤波器的精度比第1滤波器的精度高，能尽可能地防止精度的降低，同时能实现电路结构的简化。此外，借助于改变并联连接的中间抽头的位置，能得到最合适的特性。
本发明的滤波器，包括
具有多个抽头的FIR型滤波器，
将输入连接到所述FIR型滤波器的中间抽头上的IIR型滤波器，和
对FIR型滤波器和IIR型滤波器的输出进行加法运算的加法运算手段。
因此，能容易地得到具有所要特性的滤波器。
借助于参照实施形态和附图，就能理解本发明的特征、其它的目的、用途和效果等。
图1表示基于本发明一实施形态的音响信号处理电路。
图2表示用音响信号处理电路作为环绕音响重放装置的例子。
图3A、图3B表示由模拟电路构成全通滤波器的例子。
图4是全通滤波器的特性图。
图5是环绕音响重放装置的扬声器的配置图。
图6是将本发明的音响信号处理电路用于基于由DSP的声像定位处理生成假想音源的环绕音响重放装置中的例子。
图7是假想音源的配置图。
图8是以信号流图表示基于DSP的处理。
图9是基于2阶IIR滤波器的全通滤波器的结构例。
图10是基于其它实施形态的信号流图。
图11是假想音源的配置图。
图12是基于本发明的一实施形态的夏富拉型滤波器的结构图。
图13是用DSP实现图12的滤波器的场合的硬件结构图。
图14是以信号流图表示记录在存储器146中的程序。
图15是将第1滤波器120a和第2滤波器120b一起形成32抽头(tap)的场合的特性图。
图16是将第1滤波器120a和第2滤波器120b一起形成64抽头(tap)的场合的特性图。
图17是将第1滤波器120a和第2滤波器120b一起形成96抽头(tap)的场合的特性图。
图18是将第1滤波器120a形成32抽头(tap)、将第2滤波器120b形成96抽头(tap)的场合的特性图。
图19是用滤波器组的实施形态的信号流图。
图20是在图14的电路中，将第1滤波器120a形成32抽头(tap)、将第2滤波器120b形成128抽头(tap)的场合的特性图。
图21是在图19的电路中，将第1滤波器120a形成32抽头(tap)、并利用滤波器将第2滤波器120b形成128抽头(tap)的场合的特性图。
图22是将第2滤波器120b做成FIR滤波器和IIR滤波器的并联结构的实施形态的信号流图。
图23是图22的电路的特性图。
图24是从FIR滤波器的中间抽头(tap)取出IIR滤波器的输入的实施形态。
图25是所要的滤波器的脉冲响应。
图26是近似于图25的特性的IIR滤波器的脉冲响应。
图27是所要的特性和IIR滤波器特性的偏差的图。
图28是考虑图27的偏差后得到的FIR滤波器的脉冲响应
图29是以往的声像定位处理电路图。
图30是夏富拉型滤波器的电路图。
图31是基于交叉馈送滤波器和串音消除滤波器构成声像定位电路情况下的例子。
下面，参照附图对实施本发明的最佳实施形态进行说明。
图1表示基于本发明一实施形态的音响信号处理电路。这种音响信号处理电路包括移相处理单元2。移相处理单元2接受位于收听者的大致左侧的音源SSL(参照图5)用的左声道信号SL和位于收听者的大致右侧的音源SSR用的右声道信号SR。对于这些信号SL、SR，移相处理单元2进行移相处理，使信号SL和信号SR的相对的相位差为140度到160度(或者150度左右)，并作为信号SL‘和信号SR’进行输出。
分别将前述那样处理的左声道信号SL’和右声道信号SR’提供给音源SSL和音源SSR。由此，对于单声道信号，能防止定位在收听者的头部中间，并能得到有包围感的音场，此外，对于立体声信号，也不会损失左右的环绕定位感。
图2示出了用全通滤波器(APF)构成移相处理单元2的环绕音响重放装置的音响信号处理电路4。这种音响重放装置包括与音响信号处理电路4的输出连接的放大器和扬声器这在图2中没有示出。
将中央声道信号C、前方左声道信号FL、前方右声道信号FR、环绕左声道信号SL、环绕右声道信号SR、低音信号LFE输入到音响信号处理电路4中。在这些信号中，中央声道信号C、前方左声道信号FL、前方右声道信号FR、低音信号LFE原样地输出。在APF6中进行处理后，环绕左声道信号SL作为环绕左声道信号SL’输出。在APF8中进行处理后，环绕右声道信号SR作为环绕右声道信号SR’输出。在本实施形态中由APF6和APF8构成移相处理单元2。
图3A示出了APF6的结构例。在本例中作为2阶APF构成。图4的曲线示出了这种APF6的频率-相位特性。在低频中，输出信号与输入信号同相(0度相位差)。随着频率的增大，输出信号的相位比输入信号的相位延迟，在高频中，输出信号与输入信号的相位差再次成为同相(-360度相位差)。也就是说，输出信号与输入信号的相位差根据频率在0度到-360之间变化，借助于选择电阻R1、R2，电容C1、C2，能调整由曲线10所示的特性。
由下式表示所要的相位差arg(SR’/SL’)
arg(SR’/SL’)＝arg(SR’/SR)-arg(SL’/SL)
其中，arg(SL’/SL)＝tan-1((-2(f/f1))/(1-(f/f1)2))+tan-1((-2(f/f2))/(1-(f/f2)2))
arg(SR’/SR)＝tan-1((-2(f/f3))/(1-(f/f3)2))+tan-1((-2(f/f4))/(1-(f/f4)2))
f1＝1/(2πC1R1)
f2＝1/(2πC2R2)
f3＝1/(2πC3R3)
f4＝1/(2πC4R4)
因此，只要根据前述各式进行设计以得到所要的相位特性即可。
图3B示出了APF8的结构。基本结构与APF6相同。但是，借助于选择电阻R3、R4及电容C3、C4的值，得到图4的曲线12所示的特性。因此，在频率200Hz～1kHz之间，在环绕左声道信号SL’和环绕右声道信号SR’之间能提供140度～160度的相位差。也就是说，如果供给单声道的环绕左声道信号SL和环绕右声道信号SR，则能使环绕右声道信号SR’的相位相对于SL’超前或者延迟140度～160度。
将这样得到的输出提供给图5所示的各扬声器。将中央声道信号C提供给扬声器SC，将前方左声道信号FL提供给扬声器SFL，将前方右声道信号FR提供给扬声器SFR，将低音信号LFE提供给扬声器SLFE。此外，将环绕左声道信号SL’提供给扬声器SSL，将环绕右声道信号SR’提供给扬声器SSR。
此外，也可以在用前述APF实现20度-40度的声道间相位差后，使某一声道反相实现。
此外，上述是在200Hz-1kHz间具有所要的相位差，但如果在50Hz～4kHz间具有所要的相位差，则能得到更好的结果。此外，借助于增加APF的级数，能扩展可以提供规定的相位差的频带。
此外。如图5所示，在前述实施形态中，是对环绕扬声器位于收听者的完全横向的场合进行了说明，但将环绕扬声器放置在位于图5的α所示的60度的角度范围(即前后分别30度角度的范围)的位置上，也能得到本发明的效果。也就是说，在本发明中，所谓“收听者的大致左右”是指前述60度的角度范围内。
图6示出了在根据DSP的声像定位处理生成假想音源的环绕音响重放装置中使用本发明的移相处理单元的例子。各声道的信号C、FL、FR、SL、SR、LFE是借助于将被环绕编码的数字位流或者由A/D变换器将模拟信号数字化后的数据输入到多声道环绕解码器(未图示)中、并进行解码而得到的。此外，多声道环绕解码器可以与DSP22分开，也可以内装在DSP22内。
DSP22按照存储在存储器26中的程序，进行对于这种数字数据的加法运算、减法运算、滤波、延迟等处理，生成左扬声器用信号LOUT、右扬声器用信号ROUT、副低音扬声器用信号SUBOUT。由D/A变换器24将这些信号变换成模拟信号，并供给扬声器SFL、SFR、SLFE。此外，向存储器26的程序存储等处理，由微处理器20进行。
此外，在本实施形态中，是对于收听者50的正面轴40，对称地配置扬声器SFL、SFR，及对称地配置假想环绕左音源XSL、假想环绕右音源XSR进行说明。但是，由低音扬声器SLFE输出的低音，因波长长，方向性差，所以也可以位于其它的位置上。
图8是根据存储器26的程序，用信号流图的形式表示DSP22进行的处理。如图7所示，在本实施形态中，用设置在前方的左右扬声器SFL、SFR和低音用扬声器SLFE，生成假想中央音源XC、假想环绕左音源XSL、假想环绕右音源XSR。
环绕左声道信号SL和环绕右声道信号SR在用环绕定位电路12进行声像定位处理后，供给设置在前方的左右扬声器SFL、SFR。
用所谓的夏富拉型滤波器，构成环绕定位电路12。由此，由假想环绕左音源XSL、假想环绕右音源XSR，能得到与环绕左声道信号SL和环绕右声道信号SR输出的相同的效果。
将中央声道信号C相等地供给左右扬声器SFL、SFR。由此，能从假想中央音源XC得到输出中央声道信号C相同的效果。
此外，延迟处理电路14L、14R、30产生与环绕定位电路12的延迟时间相等的延迟。由此，能补偿中央声道信号C、前方左声道信号FL、前方右声道信号FR、低音声道信号LFE、环绕左声道信号SL和环绕右声道信号SR间的延迟，
在将环绕左声道信号SL和环绕右声道信号SR提供给环绕定位电路12前，由移相处理单元2进行移相处理。由此，环绕左声道信号SL和环绕右声道信号SR形成140度～160度的相对的相位差。
此外，在本实施形态中，用图9所示的2阶IIR滤波器作为构成移相处理单元2的APF6。关于APF8也相同。
因由移相处理单元2进行移相处理，所以能防止从假想环绕左音源XSL、假想环绕右音源XSR输出的环绕左声道信号SL和环绕右声道信号SR定位在收听者50的头部中间。
图10表示基于其它实施形态的信号流图。在本实施形态中，将前方左声道信号FL、前方右声道信号FR分别与环绕左声道信号SL和环绕右声道信号SR相加。由此，前方左声道信号FL定位在左扬声器SFL和假想环绕左音源XSL之间的假想音源XFL上。同样，前方右声道信号FR定位在右扬声器SFR和假想环绕右音源XSR之间的假想音源XFR上。因此，能扩展前方左声道信号FL和前方右声道信号FR。
此外，在前述各实施形态中，作为模拟电路表示的电路能改成数字电路，作为数字电路表示的电路能改成模拟电路。
图12示出了基于本发明的一实施形态的夏富拉型串音消除滤波器130的结构。将左声道信号提供给左声道输入端LIN，将右声道信号提供给右声道输入端RIN。在加法器122中对左声道信号和右声道信号进行加法运算，并提供给第1滤波器120a。在减法器124中对左声道信号和右声道信号进行减法运算，并提供给第2滤波器120b。第1滤波器120a、第2滤波器120b的传输函数HSUM、HDIF如下式所示。
HSUM＝ha/(2(ha+hb))
HDIF＝ha/(2(ha-hb))
加法器126对第1滤波器120a和第2滤波器120b的输出进行加法运算，并输出扬声器104L用的信号。减法器128对第1滤波器120a和第2滤波器120b的输出进行减法运算，并输出扬声器104R用的信号。
在本实施形态中，由FIR型滤波器构成第1滤波器120a和第2滤波器120b，并由DSP实现整个滤波器130。图13示出了用DSP140实现的场合的硬件结构。将各声道的信号L、R作为数字数据提供给DSP140。DSP140根据存储在存储器146中的程序，对数字数据进行加法运算、减法运算、滤波等处理，并生成左扬声器用信号LOUT、右扬声器用信号ROUT。由D/A变换器142将这些信号变换成模拟信号，并输出作为扬声器104L、104R用的信号。此外，由微处理器120进行向存储器126的程序存储等的处理。
图14用信号流图的形式表示DSP140根据存储器146的程序进行的处理。在本实施形态中，由FIR型滤波器构成第1滤波器120a、第2滤波器120b。在图中，DS1～DS31、DD1～DD95是延迟处理，进行1次采样的延迟处理。这里，采样频率为48kHz。KS0～KS31、KD0～KD95是系数处理。第1滤波器120a的抽头数(即系数处理的数)为32，第2滤波器120b的抽头数为96。在FIR型滤波器中，抽头数越多则低频区域的精度就越高。因此，在图14的例中，第2滤波器120b低频区域的精度比第1滤波器120a高。
图15示出了第1滤波器120a的抽头数为32、第2滤波器120b的抽头数为32的场合的各滤波器的频率特性，和串音消除的响应特性zt1与错误zt2。这里，所谓的错误是指不能充分地消除而残留的响应，在串音消除的场合，可以说错误越少则滤波器越好。此外，这里将扬声器104L(或者104R)与收听者102的角度α(参照图12)设定成10度。在抽头数为32的场合所示的结果表明精度低，并且串音消除错误大。
同样地，图16示出了两滤波器120a、120b的抽头数为64的场合，尽管比32抽头的场合改善，但仍然表明串音消除错误大。
此外，图17示出了两滤波器120a、120b的抽头数为96的场合，表明错误相当少。但是，假如两滤波器120a、120b的抽头数为96，则产生DSP140的运算量大的问题。
在本实施形态中，要求第1滤波器120a的频率特性，特别在低频时，着眼于电平低而且平坦，使第1滤波器120a的抽头数比第2滤波器的抽头数120b的抽头数少。也就是说，在低频区域中，降低第1滤波器120a的精度，而提高第2滤波器120b的精度。具体地说，第1滤波器120a的抽头数为32，第2滤波器120b的抽头数为96。图18示出了这种场合的特性。
由图18可见，能减少到与两个滤波器120a、120b的抽头数为96的场合大致相同的错误。也就是说，能减少总的抽头数，又能得到高精度的夏富拉型串音消除滤波器。
图19示出了其它实施形态的信号流图。在该实施形态中也使用FIR型滤波器，第2滤波器120b的抽头数(实质上为128)比第1滤波器120a的抽头数(32)多。但是，在本实施形态中，在第2滤波器120b中采用滤波器组，在减速采样后通过FIR滤波器。图中，H是高通滤波器，G是低通滤波器。此外，↓表示1/2减速采样，↑表示2倍增速采样。延迟205、206、208是用于补偿各滤波器组处理时间的延迟处理。延迟205进行3次采样的延迟处理，延迟206进行1次采样的延迟处理，延迟208进行7次采样的延迟处理。
这样，借助于采用滤波器组，实质上能得到原采样中128抽头的能力，同时能将FIR滤波器201、202、203、204的合计抽头数减少成68抽头，并能利用减速采样使处理能力具有余量。由此，能提高低频分量的精度。此外，在本实施形态中，是将滤波器组在低频分量侧作为重复分频的倍频分频，但也可以是高频分频的等分频滤波器组。
图20示出了不采用滤波器组而第1滤波器120a的抽头数为32、第2滤波器120b的抽头数为128时的串音消除错误ZT2。图21所示为根据图19构成的串音消除错误ZT2。由两图可见，采用滤波器组的图19的电路具有与128抽头的场合相同的性能。
图22示出了其它实施形态的信号流图。在该实施形态中，由32抽头的FIR型滤波器构成第1滤波器120a，由32抽头的FIR型滤波器210和2阶IIR型滤波器212构成第2滤波器120b。由加法器214对FIR型滤波器210和2阶IIR型滤波器212的输出进行加法运算。
在本实施形态中，将第2滤波器的FIR型滤波器210的抽头数限制在32，同时由2阶IIR型滤波器212提高对于低频分量的精度。因2阶IIR型滤波器能对于低频分量得到高精度，所以利用比较少的抽头数能实现与图12所示全部由FIR滤波器构成的情况同等的精度。另外，在本实施形态中，是用2阶IIR型滤波器，但也能用n次IIR型滤波器。此外，也可以是n次IIR型滤波器的串联或者并联连接。
图23示出了图22的电路的第1滤波器120a的特性HSUM和第2滤波器120b的特性HDIF。此外，示出了串音消除错误ZT2。可见能得到与图18的场合接近的精度。
在图22的实施形态中，是以FIR滤波器和2阶IIR型滤波器的完全的并联连接作为第2滤波器120b，但也可以如图24所示，从FIR型滤波器的中间抽头取出给2阶IIR型滤波器的输入。这样做，能容易地得到更加接近于所要的特性的第2滤波器120b。
下面，参照图25、图26、图27及图28对图24所示滤波器的设计方法进行说明。图25是必须的第2滤波器120b的脉冲响应。由此，决定2阶IIR型滤波器的特性。这时如图26所示决定特性，即不考虑脉冲响应的前面部分而是很好地近似于脉冲响应的后面部分(即低频区域)。在图26中，得到近似于k次采样后的脉冲响应的2阶IIR型滤波器的特性。但是，在k～m次采样之间的脉冲响应有很大差别。
接着，得到实现0～m次采样之间的脉冲响应的FIR滤波器。但是，如图27所示，在k～m次采样中，2阶IIR型滤波器的特性和必须的滤波器特性有很大的偏离。因此，在加上这样的误差后，得到实现图28所示的0～m次采样的脉冲响应的FIR滤波器。
如前所述，能得到图24所示的第2滤波器120b。此外，取出2阶IIR型滤波器的抽头位置为近似于2阶IIR型滤波器的特性时的最前头采样(前述的场合为k次采样)对应的抽头(前述的场合为k抽头)。这样，能容易地得到具有所要的特性的滤波器。
此外，在前述各实施形态中所示的抽头数是一例。此外，在前述各实施形态中，是对串音消除滤波器进行了说明，但对于声像定位处理滤波器也同样能适用。
在前述实施形态中，第1滤波器120a为FIR型滤波器，但第1滤波器120a也可以与第2滤波器120b相同，用FIR型滤波器和IIR型滤波器的并联连接(图22、图24)以及滤波器组结构。在这种场合，借助于使第1滤波器120a的精度比第2滤波器120b的精度下降，也能使整体结构简单并维持精度。
在前述各实施形态中，是用DSP实现滤波器，但也可以由模拟滤波器实现其一部分或者全部。
在前述中，是以理想的实施形态对本发明进行了说明，但不限于此，只要不脱离本发明的范围和精神，并在权利要求的范围内，说明中所采用的内容能进行变更。