确定电磁波的相位和/或幅度信息的方法和装置 本发明涉及一种确定电磁波的相位和幅度信息的方法和装置。
这里所使用的术语“相位”表示相位的通过时间，以及也按照所包含的各个信号波形而使用的指定通过时间。
本文中，涉及的不是电磁波，而是光波。然而，这不表示仅限于可见电磁波的频谱范围，而仅是为了简便起见。
为了测量宽带及高频信号中频率分量的幅度和相位，电磁测量技术和通信技术采用相位检测器，将未知信号与正弦振荡相乘或混合，并通过积分或低通滤波，确定相同频率的信号成份中出现的稳定部分。
这一过程对于一个给定的可调相对相位位置，产生一个混合信号与未知信号的相关函数。通过改变混合频率(扫描)，可以将未知信号划分成一个个频谱分量。至少可以在三个相位处确定同一频率的稳定部分和未知频率分量变化的幅度和相位。
正如前文中描述电信号时所提及的那样，通过采用宽带光检测器作为电光传感器并后续电子测量值的确定，目前特别对测量和通信领域中已经日益重要的相应光信号进行了研究。
由于费用昂贵，那些方法和相应的测量装置通常仅适用于一个或两个通道。然而在光信号的情况下，必须经常同时对具有高频分量的许多并行通道(尤其是整个图象序列)进行测量。
除了二维光波的频谱调制特性以外，人们日益感兴趣的是包络在时间空间中的快速跑动(run)。另外，人们希望对3维目标进行快速和准确的测定(例如通过光雷达处理过程)，由于回波信号的速度为光速，这需要在亚毫微秒数量级的快速检测器。同时，如果想要避免扫描有源的(actively)或无源的(passively)光亮的三维物体的费时操作，应当具备一个检测器阵列。
DE4439298A1专利中提供了这样一种三维摄像机，本发明将这一专利作为基本的起点。
图10描绘的是基于回波通过时间或相位通过时间过程的三维摄像机。调制光发射器107和103辐射并由三维物体100反射的高频(HF)调制光波101在相前延迟中含有所有的深度信息。如果入射光波再一次在具有相同频率的二维光学混合器104的接收孔径102经过调制，而这一过程对应于一个零拍(homodyne)混合或解调过程，则结果产生一个稳定高频干涉图。
该高频干涉图可以用一个传统的CCD摄像机105记录下来，并用一种图象处理装置106作进一步的处理。CCD光电荷(photoelectric charge)中混合乘积的稳恒部分的积分与两个混合信号的相关函数的形成对应。因回波通过时间而产生的与距离有关的相位延迟和幅度可以通过解调混合频率的不同相位(例如0°、120°和240°或0°、90°、180°和270°)从三个或更多的干涉图按照象素计算得到，从而可以重新构成三维深度的图象。
这时，二维光学混合器103或104(也称为空间光调制器或SLM)包含一个Pockel盒，这种Pockel盒具有文献中所描述的各种严重的缺点。
其他的实施方法是采用LCD窗，这种LCD窗的价格倒是不贵，但在所需带宽方面约低到1000分之一，离要求太远。
若与图象放大器中所使用的那样采用所谓的微通道板(microchannel plate)，则价格也很贵。增益可以调节由施加到微通道上并影响微通道中二次电子发射的加速电压来调节。
另外，目前的技术状态建议采用一种二维相关器(correlator)，这种相关器是基于IEEE Journal of Quantum Electronics(量子电子学IEEE杂志)1995年第9期，卷31,1705-1708页上Spiring、Seitz等人的“TheLock-InCCD-Two-Dimensional Synchronous Detection of Light”中提出的一种CCD-光检测器阵列的。其中，通过四个转移门(transfer gate)询问(interrogate)一个光象素(photopixel)，以便确定正弦调制光的相位。对于每一正弦周期，用四个转移门取得一个个等距离的取样，从而可以容易地计算相位。由于在主要限定带宽的扫描周期内首先是对谐波光信号进行积分的，所以对于上述问题来说，这一过程的速度仍然太慢。于是，只有用接收存储的电荷作为扫描取样来实施所需的混合过程。
因此，本发明的目的是提供一种方法和装置，用以取得相位和/或幅度信息以及光波的包络，从而提供一种更简单、频带更宽且更廉价的相关器概念和通过可预定的光照(lighting)的快速三维问题测量。
上述目的是通过权利要求1中所述的方法以及权利要求14中所述的光混合元件、如权利要求20中所述的混合元件结构以及权利要求23中所述的装置来得到的。
按照本发明的原理是基于调制光门(photogate)电压产生的漂移(drift)以及至少两个靠近光敏调制光门下面的材料中光波由光产生的少数载流子的分离。这样，在施加到调制光门的调制光门电压Uam(t)和Ubm(t)的影响下，那些载流子根据各极性和相位，漂移到累加门(accumulation gate)，该累加门所受的偏置最好是直流电压Ua和Ub的两倍。调制光门电压Uam(t)和Ubm(t)最好是互补施加的，并且最好构成偏压Uo以及调制电压+Um(t)和-Um(t)分别叠加成推拉关系。两个调制光门最好一起形成正方形表面。仅具有两个调制光门的象素也可以称为是双象素。
按照本发明的这一原理预先假定光电量子效应是由电磁波引起的。但不管怎样，本说明书总是仅涉及光波，这不能理解为是一种限制。
实际的混合和相乘过程在于光生载流子依赖于电压或依赖于相位的调制漂移至调制光门的右侧或左侧(“电荷摆动(charge swing)”)。因此，以这种方式分离并在累加门(accumulation gate)处收集并传送到电子读出系统的载流子之间的电荷差在预定时间内的积分，代表相对于入射调制光信号与调制电压Um(t)的包络的相关函数的量度。
同时，已经漂移到累加门并通过不受电荷摆动位置影响的其余电荷的那些载流子的电荷总和，具有合适的象素亮度和象素灰度值。
为了确定入射光波的相对相位或时间延迟，如上所述，必须进行三个参数的测量，即，直流电压成份和交流电压成份以及相对相位。所以，可以有这样一种象素结构，即，光混合元件具有三个光敏调制光门，这些光门因调制光门电压而动作，相对于发射器辐射的光波，调制光门电压有三种不同的相移。
然而，要求从合成相关幅度中确定光混合元件每一象素处接收信号的相位，对混合器信号的四种不同的相位进行四种不同的测量。这就提供了一种超定方法(over-determination)，采用这种方法，可以使噪声得到明显的抑制。
每一象素两个调制光门处调制光门电压的推-拉结构使得同时实施两次测量。因此，在高频调制的例子中，分别关于辐射光的相位，就调制电压Uam(t)和Ubm(t)，在0°/180°同时也在90°/270°相位差分别通过相差90°的实施两次测量就足够了，以便得到所必须的四个不同的测量值。
所以，一种特定的较佳结构是这样的，分别形成一个象素的光混合元件包含四个对称排列的调制光门，其中，每两个处于相对位置的调制光门因推-拉或180°相移的调制光门电压而动作，其中，分别相差90°并且已在上文中对双象素的描述的两次测量是在0°/180°以及90°/270°相位差的调制光门电压下同时实施的。这样一种象素也称为四元(quadruple)象素。
另外，为了校正调制光门电压Uam(t)和Ubm(t)的相移，最好能够将发射器辐射的一部分光波作为基准(reference)直接投射到多个光混合元件结构多个象素的至少一个象素上。随后，从直接接受辐射的象素得到的相位和幅度信息可以用作校正操作，或用来将相移调节到某一预定值。
相反，如果独立接受激励，借助于至少一个光混合元件，有源物体辐射的入射光的未知调制，可以用已知的高精度的锁定(lock-in)放大器来测量光波。为此，带有取代发射器的可调调制发生器的光混合元件形成一个锁相环路。另外，在锁定放大中，锁相环路用作高频调制的例子，而延迟锁定环路用作数字调制。
为了测量无源物体，可以用各种方式分别实施辐射光的调制和调制光门电压Uam(t)和Ubm(t)的相应调制。首先，可以进行连续的高频调制，这时，在不同的时间间隔反复读取电荷之差和电荷之和，而这又反过来受象素亮度的影响，用以对光波的相位信息和幅度信息的估算。
一种有利的过程是脉冲形式的高频调制和照光(lighting)操作的间断模式，以便在每一种情况下暂时超过干扰背景照光。这时，在高频脉冲期间仅对光生电荷进行积分，随后再估算。
尤其在确定发射光波的的相位或通过时间信息时，为了提高相位或通过时间分辨率的水平，可以采用从雷达技术得知的高频脉冲压缩过程，采用窄相关函数，例如啁啾调制(chirp)过程。这样，采用啁啾(chirp)重复调制各个光混合元件的调制信号以及发射器以预定相位关系发光的光路并因此以寻求的相位关系反射的光波。借助于啁啾调制，采用合适的方式，光混合元件的调制光门电压与发射器辐射的光之间可调延迟的插入可以解决(resolve)多个目标或抑制被照场景的令人头痛的多次反射。
下文中将描述的伪随机噪声调制(PN调制)是另一种调制形式，即，基带PN调制和高频PN调制。重复光信号情况下采用取样-保持过程的取样过程是采用针形脉冲(needle pulse)进行混合和相关的特例。按照本发明的光混合元件可以有利地应用于本例中以及其他脉冲调制的应用中。
这里的调制方式本质上都是现有技术中所熟知的。
现在，已经漂移到累加门的电荷可以是以各种途径进行进一步处理的主题。一方面，可以用CCD技术构筑光混合元件，这时，电荷在累加门处收集或集中，随后用传统的方式移送至CCD读出电路(例如在三相移循环)，并通过p扩散或n扩散读出。
另一方面，光混合元件可以用CMOS技术来实现，作为具有特定象素电子读出和信号预处理系统的有源(active)象素元件。这时，实践中，直接调制光门的两边，采用在CCD工程中是传统技术的读出电路。这时，累加门最好呈阻塞的低电容pn-结二极管的形式，并最好直接通过电极Ga和Gb将传送到达的光生电荷至电子象素读出和信号预处理系统，在那里存储并处理。
所以，在后一种情况下，电荷摆动的两个电荷分量(component)被连续读出，并且可以在实际上以不发生反应的方式(例如采用电荷放大器)存储在各个下游连接的电容器上。
在每一种新的测量操作之前，本领域的状态是使所包含的充电电容器通过电子复位开关放电，并要求复位状态中测定的故障(fault)电压用作实际测量值的纠正。采用按照象素(pixel-wise)的不反应(reaction-free)读出过程具有这样的优点，即光混合元件的整个动态过程及其测量方法与采用CCD技术相比得到大大提高。
采用进一步的较佳方法，可以直接计算电子象素读出和信号预处理系统中的相位和幅度信息，最好是以在单片集成(on-chip integration)的形式。这样一种特定应用的光电芯片(ASOC)或这样一种有源象素传感器(APS)使测量速率提高，并使得可以进行相位和/或幅度按照象素预处理。
本发明的重要优点是可以与电荷产生和分离同时进行调制。换言之，同时进行检测和混合，而没有噪声和频带限制的中间级。所以，防止了本领域中特别出现的时间漂移误差，必定会出现来自检测操作按照时间和空间分离的电荷调制和集中(integration)操作，而不必使其抑制。
本发明的进一步的优点是光混合元件的高极限(limit)频率。推-拉调制电压引起的电荷转移的极限频率是可以按照最大漂移长度或转移距离比较的，这就是说，调制光门与相应MOS晶体管的极限频率的和长度，因此得到GHz范围。另外，通过反对称载流子分离和差(difference)形成使麻烦的共模信号得到抑制。与调制信号不相关的每一干扰信号(例如背景光)在电荷差中得到抑制，从而得到高信噪比。另外，由于检测、混合和载流子集中的组合以及同一芯片上的差形成，仅存在微小的时间漂移。此外，在单个的半导体结构中可以实现实际上所有测量功能的组合。
与采用Pockel盒作为调制器的DE4439298AA1专利中揭示的技术相比，仅需1伏很低的调制电压，而不是1000伏。另外，按照本发明的光混合元件的二维结构使得可以在接收器侧具有大孔径(aperture)。
另外，确定相位和/或幅度信息无需相干光或偏振光。因此，可以通过选择滤光片的上游结构利用入射光的进一步的特定特性，例如，光的偏振和波长。此外由于去掉了按照本领域中的电子混合器和宽带光检测器放大器，这种结构提供了高水平的灵敏度和高的信噪比。
由在光门处空间电荷区中使用的材料的频谱光灵敏度确定要测量的光波的光谱带宽，例如，在硅的情况下，波长范围是0.3到1.1μm，在InGaAs的情况下，波长范围是约0.8到1.6μm，而在InSb的情况下，是约1到5.5μm。
光混合元件可以是零、一或二维结构，因此提供了宽频谱的几何形式。这样，因此，几个100,000的光混合元件可以以并行关系以例如10-1000MHz的调制带宽进行工作，从而可以极快地进行三维摄影，用以判断每一象素中的距离信息。相位图象φ(x,y)，或者在调制光的情况下是具有半径矢量或voxel距离R(x,y)的距离图象或深度图象是通过流入累加门并读出的电荷的电荷差按照象素方式来确定的。相应的电荷和给出了传统的象素灰度值A(x,y)。这两种可以组合起来，给出标度的灰度值图象或三维图象A(x,y,z)。
因此，三维图象重复率是在约10Hz至高于1000Hz的范围内，并取决于所使用的光混合元件数和光强度水平。通过另外的滤色镜，可以得到距离图象R(x,y)的通常的彩色值，红色(x,y)、绿色(x,y)和蓝色(x,y)。
在光混合元件方面，混合的集中结构和载流子集中至少还提供了一种简单的结构。最后，无需在接收通道方面再花钱，因为如果要录制的是一维或二维景色而不是一个点时，传统的光学成象系统足以对入射光(甚至可能是反射光波)进行成象。采用光学发送和接收系统的同步变焦距，该测量装置可以灵活地适用于不同的三维景色。
在按照本发明的方法和相应混合元件或多个混合元件结构的情况下，如果直接通过有源象素传感器结构(APS)确认象素相位或象素通过时间以及象素亮度，随后有选择地读出或者最好顺序采用位于相同芯片上的多路复用结构(所谓单片多路复用结构)，那是合乎要求的。这提高了处理速度，同时也减小了所需的进一步的元件数。
另外，如果象素亮度被估算为相关累加门的电荷之和，估算为灰度值图象，则本发明的一种特定的较佳实施例是这样一种实施例，即，在背照光的情况下，即，在出现除调制光以外的非调制光的情况下，通过计算，消除累加门处附加光产生的电荷，采用这一过程，一方面，在得到的灰度值图象与开启的调制光之间形成差，而在另一方面，无需调制光，即，在关断调制光源以后。在累加门处的基本亮度中和电荷基础量中不含有相关信息，从而实际的相关信息更清楚地出现在基础量的减去以后。
正如已经提及的那样，如果以线性阵列、面阵列或空间阵列采用多个混合元件，很明显这是合适的。这样，术语“线性”阵列的含义不仅是指呈顺序关系排列成直线的一组混合元件，而且通常是指沿一条线排列的一组混合元件，其中，所述线可以是直线，也可以是曲线。在面结构的情况下，即使由于实际上的原因，也可以以矩形阵列的形式提供平面混合元件排列结构，而且原则上混合元件可以按照任何要求的图形来排列，也可以排列在曲面上，例如排列在球壳的内表面上。也可以在成角度的两个面上采用混合元件的阵列，即，同时在相互成一个角度的两个面上，并且这样一种结构对于给定的应用是合适的。这种结构由统称为“空间阵列”所包括。
在这样一种含有多个并且可能是几百或几千个混合元件的阵列中，按照本发明的方法的优点和所要求的结构是这样的，即，至少一个象素或至少一个混合元件是直接用用作发光(lighting)的强度调制的一部分电磁波来辐照的，这时，在所述至少一个象素处，采用用这样的途径得到的测量结果，用来对其他相位和亮度结果进行校准。这样，如果这样一种参考象素是由于具有有选择的不同强度级别的发射器或者是采用多个参考象素的情况而动作，每一象素由不同的强度级别而动作，则这是合乎要求的。这使得可以避免可能由于测量信号的大的动态范围而出现的差错。
在上述一维或多维混合元件的情况下，如果象素是用MOS技术构筑在硅片上并且可以用多路复用结构(最好是CCD结构)来读出，则这是合乎要求的。
读者将会理解，按照本发明的混合元件是适合用于数字照相机或摄像机的。为此，只需提供合适的混合元件结构(例如呈矩形矩阵形式)，这种结构具有集成接收光学系统、电子估算系统和用于差信号、和信号和相关的参考信号的信号处理，以及从中计算的灰度值图象以及通过时间或距离图象的数字存储器。这种结构还包括用调制的电磁波或调制光辐照三维景物的合适的发射器或光源，以及可适当调节接收光学系统的发送光学系统，其中，所有这些元件组合在一起构成一个小型装置用作数字照相机。这样，数字照相机和数字摄像机之间的差异仅在于在相应的摄像机中，相当大数量的图象必须在相应短的时间内记录和存储起来，从而必须提供合适的装置，用于相应图象序列的存储和重现。
读者将会理解，除了采用来自各个频谱区域的调制光来实现对景物的照光或者辐照以外，从而以这种途径获得的图象彩色分量或色度分量可以用同时提供的空间深度信息来得到并重新构筑完整的彩色图像。
对于更大的带宽以及改进的边缘检测，可以采用微透镜光学系统，其中，每一混合元件或象素是一个微透镜光学系统，该系统将入射光缩小到象素的中央区域，从而实际上去除了特别出现在光敏表面的边缘区域中的调制门处与理想潜在(potential)结构的偏差。另外，由微透镜光学系统在混合元件的检测器平面内产生的焦点以外处的成象能够确保沿两个半个象素中间随机延伸的边缘的成象不会在模拟相关或不正确的深度信息的累加门处产生差电荷(difference charge)。
具有按照本发明的光混合元件的阵列同样最适合用于检测，可能也适合于在对问题中的结构的观测场中跟踪预定的一、二或三维结构，另外还考虑到被寻找以及可能被跟踪的物体的深度信息和目标距离。
用特定的术语，有选择地用(ΔX,ΔY,ΔT)确定调制信号的幅度和X、Y的位移及时间坐标T(其中，X和Y定义了两个沿混合元件矩阵平面上延伸的线性独立坐标，而T表示调制信号的通过时间延迟)，使得实现三维相关，从而在空间中搜寻、检测并且可能的话跟踪预定的三维物体。
按照本发明的光混合元件在光数据传输领域中有较广的应用。这样，按照本发明的光混合元件被简单地用来取代传统光信号接收器中光二极管，光信号接收器也可以包括光再生，其中，用最佳方式使调制信号的形状与信号形式相适应，并用最佳方式使调制信号的相位在锁相回路中与接收信号的相位位置相适应。换言之，时钟是从信号自身中得到，并用作接收信号的最佳权重，从而用最佳方式使信号与麻烦的噪声背景分开。这样，与传统的光二极管相比，光数据传输的灵敏度和精度明显得到提高。尤其是使得光传输部分的长度明显增加，而无需以时间、频率和编码多路复用模式进行中间放大以及更多数量的并行通信信道。
最后，按照本发明的光混合元件还可以用作光学位置检测系统，其中，操作方式在原理上与采用使得能够进行信号编码辐射的卫星传输进行很精确位置确定的GPS系统是相似的。在相应的光学位置检测系统中，从GPS系统熟知的卫星发射器可以由色散调制光源(例如用激光二极管和光色散或散射系统)所取代，色散调制光源的位置相应更靠近位置是待确定的物体，而接收器是用物体上的一个或多个光混合元件形成的，最好是用多个光混合元件形成，这些光混合元件沿不同的方向，从而可以检测来自不同地方、具有不同调制方式并且位置是固定的光源的信号。这样，编码调制就使得通过位置的确定，固定光源与要确定位置的物体具有清楚的相关性，以及相关的信号通过时间。
进一步的用途是光数据传输的去多路复用，采用光混合元件用光调制以及相关性形式进行编码使得各个通道(channel)具有清楚的相关性。
按照本发明的高水平光混合元件相位灵敏度的进一步应用和用途在于Sagnac效应的测量，即，旋转参考系统中光波的通过时间和相移。为此，将调制光耦合到一根光纤内，该光纤最好有多圈，光纤的输出照射按照本发明的一个光混合元件。该混合元件的调制门用与作为耦合输入的光波相同的频率调制，从而在光混合元件处以电荷分布形式而出现的相关结果提供了对电流(current)频率和相移的测量。在其转轴不在光纤各匝或光波导的平面内的参考系统的每一旋转期间，频率和通过时间以及相位位置发生变化，并且是由光混合元件自动检测的。值得注意的是，采用这种光混合元件，这种基于Sagnac效应的光纤陀螺仪系统现在可以用非相干光来实施，这样不会在长期稳定性中产生问题，因为按照现有技术中的相应误差源、光检测器和电子混合器的高频放大器下游被完全去掉的了。
另外，除了可以用这样的系统进行绝对方向测量以外，也可以用按照本发明的光混合元件进行移动物体的速度测量，因为至今，在光波被引入光波导之前，在分束器(beam splitter)中去除了一部分光波，并且光波被引向固定的物体，这时，固定物体反射的光被合适的光混合元件接收器捕获，并且用已在许多场合中描述的方式(这里是按照Doppler频移)进行估算。
根据一条线或矩阵图象的附加深度信息的各个含义和意义，可以在CCD、CMOS或TFA(Thin Film on ASIC,ASIC上的薄膜)图象传感器中以合适的技术集成给定数量的光混合元件。
另外，在采用按照本发明的3D-线或矩阵照相机(camera)时，另外采用一个传统的2D照相机可能是合适的，其中，向3D照相机进行频谱分配和馈送有源调制照明元件以及其他的非调制照明元件最好用分束器来实现。
为了用光混合元件进行三维测量或勘测，在距离较长时来说调制光太弱，这时，可以采用至少两个3D线或矩阵照相机的组合，其中，本发明的测量或勘测是根据通过时间原理在近区域内以及根据三角测量原理本质上在存有背景光时在远区域中实现的。
这时，近距离的深度测量是如上所述实施的，本例中是采用至少两个并列的照相机来实施的。
对于在远距离中的深度测量，由PMD芯片中心点形成的照相机的光轴被对准要测量的区域中相交的公共点上，例如，沿水平或垂直方向以PMD芯片间距由合适的PMD芯片位移，其中，在相同的时间内，照相机的光学系统也被设置成该距离。通过合适的前述调节，象素亮度值在最大的深度清晰度区域内重合。
对于对该空间中物体的检测和识别，如果象素幅度具有相应性，由粗略提供的直流调制电压相加光混合元件的和图象，在差图象中与设置的距离相关并估算，而由设置为零的调制电压在差图象中去除非相应的象素幅度，则Uma=Umb=0。
这样，通过角度扫描，在调制发射器光照范围以外测量并勘测三维景物，通过PMD芯片合适的位移和各个摄像机的旋转和/或整个装置的枢轴运动得到必要的角度。
本文中只是部分详细描述或者仅仅粗略地描述的本发明许许多多用途中的一部分，下面列举了本发明其他一些可能的用途，但这些用途的进一步描述超出了本申请的范围，同样，下面的列表也是非穷尽的。
其他的用途也是很有意义的，下面列举了领域：
-数字三维照相机，
-数字三维摄像机，
-危险区域监视，
-安全工程和“智能大厦”，
-摩托车中乘员检测和识别，“智能气袋”，
-电子三维后视镜，
-道路交通状况的识别，
-自动车辆导航，
-非相干光纤陀螺和多普勒速度测量，
-自动运输车辆的控制，
-工业清洁机器人，
-进入许可的个人识别、鉴别和检查，
-物体(例如车辆)的识别，
-生产监控、材料测试、100％质量测试，
-机器人手、坚固的、小型的、所有固态的电子“三维眼”，
-车辆速度和所含距离测量、道路条件检测、交通拥挤，
-铁路轨道空闲信号发送、接触线监控，
-医学工程、内窥镜检查，
-光纤自由空间或线路通信的CDMA工程，
-如用于多媒体领域的互作用三维通信，以及
-采用一行光混合元件对移动物体的三维测量。
因此，下面将强调本发明光混合元件的下述优点(下文中用“PMD”表示“光混合器装置(Photonic Mixer Device”)：
1．PMD组合：在1/100-1/1000mm2很小空间内的检测、推拉混合和集成光-电相关。
2．2倍/4倍PMD：分别代替2或4个昂贵的具有高动态和群(group)通过时间的宽带放大器以及2或4个电子混合器。
3．消除了发射器和接收器之间的高水平的电子串话灵敏性。
4．具有约100,000个并行电-光调制器的高水平的可集成度。
5．全部可集成PMD-3D-照相机或摄像机，小型、轻便、坚固并且可由一光学变焦距系统灵活适配用于发射器和接收器。用于具有约20cm到50m距离、约5°到50°孔径角对自然表面的测量容积(volume)。
6．在10Hz-1000Hz范围内极快的三维图象记录。灵敏度和S/N比与当代的CCD和CMOS照相机相应。
7．根据各测量时间、照光强度、用最佳参照衡量的所包含的光学系统和间距的不同，期望的深度分辨力约为0.5mm到50mm。
8．按照各象素尺寸的最大带宽可达GHz范围。
9．调制电压在小于1伏的范围内。
10．无需相干光、偏振光或窄带光，且频谱范围取决于光敏材料(例如InSb可达5.5μm)。
11．通过数据结合对三维深度图象和二维灰度值图象进行同时记录可以对三维灰度值图象(或三维彩色图象)进行最佳估算。
12．通过在积分(integration)时间Ti内依赖于时间的变化(variation)，读出电路使动态范围增加约8位(系数(factor)256)。
下面参照附图详细描述本发明的实施例。
图1中的a)是按照本发明采用CCD技术的光混合元件第一个实施例的象素截面图，b)-f)是两个互补调制光门电压Uam(t)和Ubm(t)各个相位或时间的电位分布Us(t)，
图2是用包括一部分线间转移读取装置的CCD技术的两个线性排列象素的方框图，
图3是在HF调制时入射光的强度分布和电压Usep(t)、Ua(t)、Uam(t)、Ubm(t)和Ub(t)的电位图，
图4是根据相对相位或发送时移ωopt=ωmτ在高频调制时，以漂移到累加门的光生载流子电流 ia= ib形式光混合元件的混合和相关结果的特征图，
图5是PN调制图，a)是调制信号，b)是双象素(只有 ia和 ib)在第三和第四调制门TB的调制门cm和dm的调制信号中延迟情况下具有 ic和 id的四元象素的混合和相关结果特征图，c)是相关于距离估算的差值Δ iab+Δ icd= ia- ib+( ic- id)以及Δ iab-Δ icd= ia- ib-( ic- id)，
图6描述的是a)在调制光门和累加门处按照具有调制光门G0以及电位分布的本发明采用光混合元件的CCD技术的第二个实施例的象素截面图，b)是用于正调制电压的时候，而c)是负调制电压Um(t)的时候，
图7描述的是，a)是按照本发明的光混合元件第三个实施例的象素截面图，b)-f)是与图1类似各个相位的电位分布，
图8是按照本发明具有四个调制光门和四个累加门的光混合元件第四个实施例称为四倍象素的平面图，
图9是按照本发明具有四个调制光门和四个累加门和一个中央对称中间门G0的光混合元件第五个实施例象素的平面图，
图10是本领域中用来确定光波的相位和幅度信息的已知装置的示意图，
图11是按照本发明用来确定高频调制的光波的相位和幅度信息的装置的示意图，
图12是按照本发明用来确定例如PN调制或矩形波调制的光波的相位和幅度信息的装置示意图，
图13描述的是，a)是按照本发明采用CMOS技术具有电子象素读出和预处理系统的光混合元件第六个实施例的象素的截面图，b)和c)是类似于图6用于调制光门电压的两个相位或极性的电位分布，
图14是按照本发明具有四个调制光门、四个调制门和交叉形状结构的中间门最好用于数字调制的光混合元件第六个实施例的象素的平面图。
图1a是采用CCD结构例子光混合元件一个单独象素1的截面图。这时，除了象素1以外，光混合元件包括电源和信号输出(take-off)操作所必须的结构。较外部的门Gsep仅用作电确定该象素与相邻结构之间的关系。
图1所示的结构是形成在p掺杂的硅衬底2上。所建议的混合或相乘(multiplication)操作将首先考虑用于纯CW高频调制。
与该截面图相关，图1b-f示意描述了混合过程各个相位的电位分布。中间调制光门Gam和Gbm代表光敏部分，并且是倒置(inversion)状态。除了在例如导通的或透光或部分透光的上覆盖物(upper cover)多晶硅上的正偏置电压U0以外，上面还有叠加的推-拉电压Um(t)。这就分别使得Uam(t)=U0(t)+Um(t)，以及Ubm(t)=U0(t)-Um(t)。
它们倍增地使得在贴近绝缘层3下方的空间电荷区(例如氧化硅或氮化硅)入射光光子所产生的少数载流子产生分离。在调制推-拉电压的影响下，那些载流子(此例中是电子)漂移到贴近的正累加门Ga或Gb，并在那里集中，而多数载流子或空穴流到p-Si衬底的地端。也可以是背照光。
图2描绘的是按照本发明的光混合元件两个象素1的平面图，它包括线间转移读装置7的一部分，其形式是一个3相位CCD移位寄存器，其一端上是一个电子读出系统，该电子读出系统有一个用来对由相关获得的电荷值进行串行(serial)处理的扩散汇合点(diffusion junction)。在线路例如第n个象素的所有累加门处电荷累加的预定时间T以后，Ga和Gb处的的电荷qa和qb通过各个转移门TGa和TGb传送到3相读出移位寄存器。限定隔离门(delimiting separation gate)Gsep使相关象素不会受到不需要的外部影响，并且最好是处在地电位。
图3描述的是与图1相关的电压结构。调制光门Gam和Gbm是通过图3中所示的调制光门电压而工作，包括反向相位的高频调制电压Um(t)，其描述如下：
Uam=U0+Umcos(ωmt) (1a)
以及
Ubm=U0+Umcos(ωmt-180°)=U0-Umcos(ωmt) (1b)
图1b-f清楚地描绘了在高频调制信号的持续时间Tm内从t0到t8的时间序列中对问题中的象素代表象素1的空间范围s以内空间电荷区中的电位分布Us(s)。在累加门Ga和Gb处，在按照调制光门电压Uam(t)和Ubm(t)的极性，在光生载流子主要漂移到图1中截面的象素1的左侧或右侧以后，相当高的正电压提供用于光生载流子的累加。当光调制和调制光门电压Uam(t)具有相同的频率的时候，该运行具有特定的效果。于是，根据各个相位差φopt，有一个漂移到累加门Ga和Gb的载流子的平均优先方向。相关平均电流用 ia和 ib表示。
基本的相关过程可以在数学上描述如下：在最普通的2D(二维)阵列光混合元件情况下的接收平面内，z=0，并且那里的入射调制光波通常描述为Popt(x,y,t-τ)。这里，通常是用那里推-拉调制信号作用的光生载流子来描述的，其形式通常是Um(x,y,t)，通过相对于两个累加门的电荷差，近似相乘(multiplicatively)和积分联系在一起。对于漂移到累加门的Ga和Gb，载流子漂移Δqab／T=Δ iab=ia- ib的平均差(这里，T=积分时间)，在大多数场合，将依赖于地点的相应相关函数φUm,Popt(x,y,t)描述为三重卷积：
φUm,Popt(x,y,τ)=k1Uam(-x,-y,-τ)***Popt(x,y,τ)=k2Δiab(x,y,τ) (2)通过时间差τ=φopt/ωm，调制角频率ωm和常数k1和k2是依赖于结构并且按照操作原理是不重要的。
按照本发明的光混合元件通过光电子的快速分离电荷传送及其推-拉存储以及差和和估算，达到高水平的位置和时间分辨力。因此，通过在非稳定光波情况下形成依赖于时间的平均漂移电流Δ iab(t)= ia(t)- ib(t)的差，可以抑制所有麻烦的偏移分量，并且同时，形成关于具有调制电压Um(t)的光信号Popt(t-τ)的所要求的相关函数。
下面更详细地描述该过程。由Uam(t)和Ubm(t)产生的高频漂移场提供分别漂移到正侧的电子漂移。例如，在调制光门电压的正半波，Uam(t)=U0+Um(t)，即，在Ubm(t)=U0-Um(t)的负半波期间，光生载流子将漂移到累加门Ga，并在那里累积，或传送作为电荷量qa(见图1b和c中两个上面(upper)的调制光门电压分布)。对于稳定的、谐波(harmonically)调制光，图3将每一象素的光功率表示为：
Popt(t-τ)=P0+Pmcos(ωt-φopt) (3)其中，P代表包括背景光的平均值，Pm代表调制幅度，ωm代表高频调制频率，φopt代表相位延迟，而τ=φopt/ωm代表关于在Gam处调制相位入射光的相应的通过时间延迟。每一象素总的光生电流为：
i(t)=Sλ·Popt(t-τ)=Sλ·[P0+Pm.cos(ωmt-φopt)] (4)
i(t)=I0+Im.cos(ωmt-φopt) (5)其中，参数i(t)=ia(t)+ib(t),I0=按照P0的象素电流的平均值，Im=按照Pm的调制光电流的交变幅度，并且，Sλ=频谱灵敏度。每一象素的全部光电流被分成两个分量，具体说来是累积门Ga的电流ia(t)，和累积门Gb的电流ib(t)。因为那些值是在累积门Ga和Gb处采用CCD技术并且最好是以电子阅读系统中按照象素的方式读出的CMOS技术进行积分的，所以，下面仅考虑那些电流的平均值 ia和 ib就足够了。对于角度φopt=0以及τ=0，按照电荷分离得到最大值。这种情况如图3所示。
在理想化条件如合适调制幅度、可忽略的漂移通过时间的假设下，谐波调制提供100％调制深度，对于平均光电流i和i分别有Pm=P0： ia__=Ia2+Imπcos(φopt)----------(6)]]> ib__=Ia2-Imπcos(φopt)--------(7)]]>
图4描绘的是这些理想化平均象素电流的结构。它们代表从高频调制接收光和调制光门Gam和Gbm处施加的高频调制光门电压产生的反相的相关函数。其和与平均象素光功率P0的I0对应。在时间T=N*Tm(即在高频调制电压的N个周期Tm)内累积的总电荷量给出： ia__(τ)·T=qaT(τ)=I02+const.∫aTPopt(t-τ)·Um(t)·at----(8)]]>其中，通过时间τ=φopt/ωm与相位延迟对应。下文中，qaT仅用qa表示。所有象素1的累积门Ga和Gb的电荷总量形成两个定位的离散的高频干涉图(locationally discrete HF-interferogram)，即a干涉图和相对于a干涉图位移180°的b干涉图，并通过差分，形成由通过时间决定的被寻找的差分(difference)高频干涉图，该差分干涉图由等式(2)描述。
图11是按照本发明的三维照相机的示意图，它根据光混合元件阵列采用直接混合。与从本领域得知的如图10所示的三维照相机概念相比，在图11中，发射器4对光学无源三维物体的照光的调制是由激光二极管的电流的调制来实现的。这时，调制是由高频发生器13产生的。对于更大的距离，最好采用共同调制电流并且为保护眼睛起见是不同波长的高功率激光二极管
第一光学系统5在物体6的表面形成光波的图象。物体6反射的光波通过第二光学系统7投射到光混合元件阵列8的表面上。
光混合元件阵列8也由高频发生器13激励，其中，激励是针对相对于辐射光波的相位的不同相移由高频发生器13实施的。光混合元件阵列8的信号最终是由估算单元9来估算的，如果没有做在单片上(on-chip)的话。
根据按照本发明的测量装置除了按照本发明的光混合元件阵列以外，对于所建议的三维照相机概念，无需高孔径的的附加光学调制器，并且这提供了一种经济上优越的结构。
为了从产生的相关幅度确定象素相位φopt，正如前文中描述的那样，如果有四个混合器信号的不同相位，则总共有四个不同的干涉图。混合器信号的四个相位产生在这样的情况中，即，调制光门电压Uam和Ubm从0°/180°的相位关系切换到90°/270°或延迟通过90°的状态。这给出两个相关的与实分量或同相分量相关的虚分量或正交分量，从中可以按照下文中描述的等式(10)来计算正被寻找的象素相位。
同时，这种操作方式使得可以消除背景亮度和混合操作产生的麻烦的偏移电压。
除了通过与光混合元件阵列平面中最好是相同频率的调制电压Um(x,y,t)的二维相关有关CW调制三维光波描述的测量操作以外，按照本发明的测量装置可以有利地采用以脉冲形式出现的调制信号。
特别是，光的伪随机噪声调制对于含有三维光波的高精度通过时间测量的任务是有利的。图12中示出了观察或测量光学无源三维物体例子的实施例。与图11中包含谐波调制的实施例类似，按照本发明的这种具有合适的照光装置(lighting device)，该装置用强度经PN(伪随机噪声)调制的光照射三维物体6，并且反射光和接收光经过最好用发生器13产生的相应PN调制信号的相关过程。
由于相对于具有增加词长度Tw=TB(2N-1)那种PN信号的相关性与半宽度等于位宽度TB的三角针形脉冲相类似，所以对于整个光束或整个照射的空间的清楚和完整的测量，调制光门处相同信号形状的光调制PN信号和调制PN推-拉电压Um(t)之间的相对延迟TD必须至少以连续或以TB为步长分步地通过的最大回波通过时间的整个延迟范围一次。这一目的是由延迟构件11来实现的，延迟构件可以由控制和估算单元9对延迟TD进行调节。
图5a描绘的是关于矩形15位PN序列例子的调制信号Um(t)。光混合元件的相关结果是图5b中所示关于相对延迟τ的平均漂移电流ia和ib。
在下文中描述的四元象素中，如图8、9和14所示，施加到调制光门Gcm和Gdm并且叠加在偏置电压Uo上的推-拉调制光门电压最好相对于施加到调制光门Ga和Gb上的推-拉调制光门电压延迟TB，这就是说，Ucm(t)=Uo+Um(t-TB),Udm(t)=Uo-Um(t-TB)，从而导致很好的幅度和通过时间测量。
除了相对于调制电压的可预定延迟TD以外，发射器4辐射的光强度const.*Popt(t)含有相同的PN信号结构。反射在回波通过时间以后到达光混合元件。在如图5b所示平均象素电流ia和ib中的双象素的情况下，以及在平均象素电流ic和id中附加的所述TB时移的四元象素的情况下，在没有背景亮度的理想情况下，按照各个相对通过时间，与推-拉调制电压的相关性对TD=0产生延迟τ。该相关特征首先揭示，可以根据相同的半径矢量来识别多次物体反射，例如对于识别多个半透明物体而这些物体可以是一个位于另一个的后面的情况，或者对于消除多个反射的情况。
另外，如图5c所示，平均漂移电流差的和与差最好是在分别相应的电子象素读出和信号预处理系统15中在双象素同时在四元象素的情况下顺序形成的。它们使得可以具有高灵敏度的测量，因为只有在TB到2TB宽的测量窗口内才出现不等于零的信号值。和的估算使得可以根据最小幅度确定测量的关系。该差值给出在可用的TB宽的测量窗内的急剧变化的线性结构，使得可用用高的分辨力确定通过时间。下面的公式适用于理想化的情况： τ=TD+TB2-[Δiab__-Δicd__Δiab__+Δicd__]*TB2----------(9)]]>
根据建议的相关光检测器阵列用于采用PN调制的三维物体的光学测量的相应测量装置的方框图的特征是如图12所示结构特别简单。这时，除了发生器10和延迟元件11以外，包含如图11所示相同的结构。
按照本发明，为了以相对的低水平的分辨力快速确定距离，还可以用时间T并且最好是相同的脉冲和持续时间间隔(space duration)TB进行简单的发射器4的矩形调制。确认通过时间的操作是按照等式(9)来进行的。分辨力水平是随持续时间T下降为1/2而增加的，其中，第一测量步骤后面首先是第二个步骤，含有相同的时间，但具有时移TD=T/4。
图1中按照本发明的光混合元件的象素1的例子所描述的截面可用由推-拉调制电压引起的电位梯度采用合适的结构对其极限频率实现最佳化。因此，图6描绘的是中间门G0位于调制光门Gam和Gbm之间的实施例，中间门最好处在偏置电压U0下，并且与调制光门Gam和Gbm一起形成三个电位级。所要求的是电位梯度，该电位梯度要求尽可能均匀，并且调制漂移场尽可能为恒定，并且这是通过增加级数从2到3或更多来实现的的。在光敏空间电荷区内，不管与绝缘层3的间隔怎样，级的清晰性(definition)或判断(pronouncement)程度(degree)降低。这一效果用在按照本发明的进一步的实施例中，尤其是采用已知的“掩埋沟道(buriedchannel)”，这是一种弱掺杂的n沟道，与绝缘层约几个μm的距离，并且在调制光门处的p型衬底中变化稍深。该结构还包括一个用于累积门Ga和Gb的阴影部分12，从而它们不会被光波照射和产生其他的载流子。
图7描绘的是光混合元件的特定结构和连接，其中，与图1中的相比，两个调制光门分别仅由一个公共的累积门Gs,n隔开，从而实现更高程度的填充动作(filling action)。这一结构也有一个用于累积门Ga和Gb的阴影部分。这时，推-拉调制电压的极性或Gam,n和Gbm,n的序列随象素的不同而变化。同时，门的三倍周期也适合于通过三相移位寄存器的操作的直接读出。在某些应用场合的能被容忍的某些缺点在于分别靠近象素的电荷分布，这就导致明显的象素尺寸增加，以及沿所考虑的方向更低的位置分辨率。
相互关系和影响的计算显示，与100％的可用电荷相比，在对电荷差进行了估算以后，所考虑的中央象素仅需要50％，而两个相邻象素中每一个需要25％。
为了描绘电荷分布，图7与图1相似，给出了CW调制的电位分布的各个相位。
图8给出的是光混合元件象素设计更优越的实施例，这时，CW调制不需要在I状态和Q状态之间进行任何IQ(同相-正交相位)转换。建议采用有调制光门Gam、Gbm、Gcm和Gdm以及相关累积门Ga、Gb、Gc和Gd的四元象素，而不是上述双象素，使得同时对于四个相位位置相关，这是因为推-拉调制光门电压Uam(t)和Ubm(t)、Ucm(t)和Udm(t)分别相互移位，特别是在通过90°的高频调制的情况下。
所以，在相对于φ=0°的调制光门Gam和φ=180°的调制光门Gbm的正交结构中，还有两个对称集成在象素中并且基于相同的原理工作的φ=90°的调制光门和φ=270°的调制光门，这就在相关累积门Ga、Gb、Gc和Gd或在相关的电子读出系统中用电荷qa、qb、qc和qd进行四相电荷累积，其中，通过简单的算术计算，可用直接计算相关相位φopt如下： φopt=arctanqc-qdqa-qb-------(10)]]>
为了简单确定单个象素的灰度值，将象素的所有累积门的各个电荷相加：q象素=qa+qb+qc+qd。要求各四个象素的读出过程是采用象素设计用按照象素的集成信号预处理的CMOS技术来实施的。
图9与图8一样，示出光混合元件的四元象素，但通过最好电位为Uo的中央的方形中间门Go，具有平滑如图6所示的电位梯度。
图14与图9一样，给出具有对数字调制信号最佳的结构的光混合元件的四元象素。中间门G排列在最好呈正方形的调制门之间，以类似于图9所示的方式，用作使调制光门电压产生的电位梯度光滑。
最后，图13描绘的是象素1的进一步的较佳实施例，与上述讨论的实施例相反，它采用的不是CCD技术，而是具有按象素读出和信号预处理系统15的CMOS技术。这时，关于电荷摆动的载流子依赖于调制电压的漂移的运行模式与上面讨论的实施例是相同的。图13所示实施例中唯一的差异是已经漂移到累积门Ga和Gb的电荷qa和qb的进一步处理的方式。
本实施例中，累积门G和G呈块状pn二极管的形式。正向偏置的累积门Ga和Gb是由图13中最好为弱掺杂的p-Si衬底3上的n+掺杂的电极形成。采用“浮动扩散(floating diffusion)”的操作模式或高阻抗电压读出模式，与采用CCD技术的情况一样，电荷qa和qb集中在累积门Ga和Gb的电容上，并以电压值的形式以高阻抗模式读出。
还可以采用电流读出模式，其中，光生载流子不是集中在电位井(potential well)中，而是由合适的电流读出电路通过输出扩散连续传送，而电流读出电路分别与累积门Ga和Gb相连。于是，电荷就例如集中在各个外部电容上了。
采用通过放大器反馈使累积门电压基本保持常数的电流读出模式的读出电流能够确保在象素强烈辐射时，累积电荷qa和qb的量不会对电位井产生反作用或过流。从而光混合元件的动态特性显著提高。同样，在调制门的绝缘层处，含有弱掺杂n沟道(掩埋层)的上述技术得到提高，在本质上提高了极限频率。
采用CMOS技术构筑光混合元件进一步采用有源象素设计(APS)，使得在每一象素处，可以将读出和信号预处理电路集中在光混合元件内。这使得在信号被传送到外部电路之前在象素处直接对电信号进行预处理。尤其是可以以这样的方式直接在芯片上计算相位和幅度信息，从而可以进一步提高测量速率。
本发明的进一步的结构采用最好是二维的光混合元件阵列，用来根据各种标准(如物体的形状、位置、颜色、偏振(polarization)、速度矢量、亮度或物体特性的组合)进行三维电子目标搜寻和无源(passively)或有源(actively)照亮目标的跟踪过程。例如，在一开始是未知的入射光波的三维测量中各调制信号(例如频率或编码变换)的传送中，由差值(difference)漂移电流标准得知局部(local)相关不等于零，于是，在出现变化时，通过尤其也包括图象深度的调节环路，可以连续测量物体范围(特别是所述物体特性)，并进行跟踪。
可以以将在下文中描述的各种操作模式应用光混合元件。
这样，由于累积门Ga和Gb处的和电荷总是与入射光波的总强度对应，感兴趣较少，qa+qb=const.*Popt,ges*T，其中，T=积分时间。
差电荷Δqab=qa-qb= ia·T- ib·T依赖于多种因素，并且可以以多种方式用来测量入射光波。为此，考虑基本亮度，它总是有P0＞=Pm(见图3a)。
例如，在光学上，当对用调制光由发射器4照射的物体6进行测量时，发射器电源被关断或开启，因此Pm为有限大或等于零。同时，在光学上，调制电压Um(t)或者为零，或者转变成发射器中使用并包含在入射光中的结构，或者转换成在积分时间内为常数的电压Um0。
因此，当P≠0时，给出四种重要的运行模式：
1．)对于Pm=0和Um=0,Δqab=0。
2．)在有限的(finite)Pm以及Um(t)作为高频调制信号的情况下，Δqab=0。
3．)在有限Pm和高频调制电压的情况下，Δqab是Um、相对发送时移τ和以这种方式调制的入射光功率分量Pm(t)的函数。
4．)如果在积分时间T内，有一个入射平均光强P0和恒定的调制电压Um0,则差电荷Δqab是Um0和平均光功率P0的函数。
在光波未经强度调制的情况下，本发明的进一步的结构使得可以按照可能的操作方式的第四种情况，例如二维图象处理来使用光混合元件。
这时，每一混合元件可以指定启动并且是相互独立的，例如，最好通过RA元件的Um0的各个可快速重写调制电压词按象素的相关。最好估算是仅对于近似正比于Um0的差电荷T*Δ iab和差漂移电流Δ iab来实施。这样，调制电压Um0是从调制电压词分别导到的。
这意味着Um(t)不再是在前面的使用但非周期的例子中按周期设置的，或者是准周期设置的，例如按照预定图象内容或按照测量的图象内容。对于Um(t)=0，所有的差电流为零，从而相关的差图象D(x,y)也因幅度或强度而为零。
因此，差图象亮度可以受U(x,y,t)的影响。这样，按照本发明，任何光波或图象(这就是说甚至是未调制的光波或图象)都可以通过可极快设置的加权函数G(x,y,t)=k1*Um(x,y,t)进行通用的图象处理，例如，通过上述可控、与象素相关的存储单元，例如，上述用于目标搜寻和跟踪，但这时没有深度信息。