开关式 DC-DC 变换器的数字预测控制系统与方法 技术领域 本发明涉及开关式 DC-DC 变换器， 尤其涉及一种开关式 DC-DC 变换器的数字预测 控制系统与方法， 该控制系统可以有效补偿数字控制过程中的环路时延， 提高系统的动态 性能。
背景技术
DC-DC 变换器通常作为各类用电设备的终端电源， 可将未调整的直流输入电压变 换为调整后的直流输出电压。 现有模拟电源控制系统通常采用分立元器件组成的硬件电路 实现对系统的控制和补偿， 由于元器件易受温度、 湿度、 老化等因素的影响， 并且对于高性 能的电源控制器， 硬件电路复杂， 实现困难， 系统性能得不到保证。数字电源控制系统由于 其硬件可编程的特点， 对系统的控制和补偿通过软件算法实现， 其设计不受外部硬件的影 响， 在可靠性、 灵活性、 可监测性等方面上优于同类模拟控制系统。 但是， 由于数字控制系统 在 A/D 采样、 量化、 数据处理、 控制方法和 DPWM 生成的过程中存在环路时延， 数字控制系统 的动态性能往往差强人意。 发明内容
为了提高数字控制系统的动态性能， 需要提出克服数字控制系统存在的控制延时 的方法。 通常数字控制的方法是将输出电压通过采样电路和模数转换芯片变换为数字信号 的电压实测值， 并据此计算并输出控制功率管的 PWM， 以实现输出电压的调整， 如此循环保 证 DC-DC 变换器的正常工作。
针对数字控制系统存在的一个采样周期的滞后时延问题， 本发明提供一种采用数 字预测方法的开关式 DC-DC 变换器控制系统， 通过增加预测模块实现控制延时的完全补 偿， 预测模块根据前一周期和当前周期的输出电压实测值， 通过预测方法得到下一周期的 输出电压预估值， 从而解决数字控制系统存在的控制延时的问题。这对数字控制系统的动 态性能和稳定性都是有利的。
为实现上述发明目的， 本发明采取的技术方案是 ：
一种开关式 DC-DC 变换器的数字预测控制系统与方法， 其特征在于 ： 该控制系统 包括 ： 采样和 A/D 转换模块、 预测模块、 控制算法模块以及 DPWM 模块， 上述模块与受控的开 关电源连接起来， 构成一个闭环系统。采样和 A/D 转换模块对开关电源主功率电路当前采 样周期的输出电压进行检测并转换为数字信号， 将该实测值的数字信号作为预测模块的输 入， 预测模块根据前一周期和当前周期的输出电压实测值， 通过预测方法， 得到下一周期的 输出电压预估值， 以补偿数字控制系统存在的控制延时 ；
预测模块的方法是 ： 在第 k 采样周期时 (k ＞ 0)， 利用前几周期和当前周期的输出 电压实测值， 采取线性外推法， 估算出第 k+1 采样周期的输出电压值 y*(k+1)， 即： y*(k+1) ＝ 2×y(k)-y(k-1)。此后， 用预估值 y*(k+1) 与给定电压 Vref 通过比较器得到 k+1 采样周期的 预估偏差 e*(k+1)， 用实测值 y(k) 与给定电压 Vref 通过另一个比较器得到 k 采样周期的实测偏差 e(k)。控制算法模块根据第 k 采样周期的实测偏差 e(k)、 第 k+1 采样周期的预估偏 * 差 e (k+1) 选用合适的控制算法， 计算出 k+1 采样周期的功率管占空比输入至 DPWM 模块， 在每个采样周期的开始时更新控制算法模块提供的功率管占空比控制量， 并根据该占空比 控制量和设置的死区时间生成控制开关电源功率管通断的 PWM 信号， 输入到开关电源主功 率电路中， 主功率电路由上述 PWM 信号控制功率管的通断状态， 从而调整开关电源输出电 压， 将此输出电压经采样模块再一次被采样和 A/D 转换模块获取， 依次经过预测模块、 控制 算法模块和 DPWM 模块形成新的 PWM 信号控制功率管。如此循环保证控制系统的稳定。
预测模块采用的数字预测方法具体做法是 ：
1) 在第 k 采样周期的开始， 采样和 A/D 转换模块获取输出电压的实测值 y(k) ；
2) 将其导入预测模块计算出 y*(k+1)， 并将 y*(k+1)、 y(k) 分别与给定电压 Vref 比 * 较得到 k+1 采样周期的预估偏差 e (k+1) 和 k 采样周期的实测偏差 e(k) ；
3) 将 e*(k+1) 和 e(k) 导入控制算法模块计算出功率管占空比的增量 Δd(k+1)， 并与 k 周期的占空比控制量相加， 得到 k+1 采样周期的占空比 d(k+1) ；
4) 检测 d(k+1)， 如果满足 0 ≤ d(k+1) ≤ 1 的范围限制要求， 通过 DPWM 模块在 k+1 采样周期的开始生成 PWM 信号， 否则以下限 0( 或上限 1) 输出 PWM 信号 ； 5) 主功率电路由上述 PWM 信号控制功率管的通断状态， 从而调整输出电压 ；
6) 将 5) 输出电压经采样电路再一次被采样和 A/D 转换模块获取， 依次经过预测模 块、 控制算法模块和 DPWM 模块形成新的 PWM 信号控制功率管。如此循环保证控制系统的稳 定。
本发明的优点及有益效果在于 ：
1) 本发明通过预测模块有效补偿了数字控制环路的时延， 实现了同一采样周期完 成采样到控制的过程 ；
2) 本发明总体性能优越， 相比其他数字控制方法和模拟方法大幅提高系统的动态 性能， 有良好的发展前景 ；
3) 本发明能适用于各类 DC-DC 电路结构， 具备通用性， 可复用性和可移植性 ；
4) 本发明支持各种高效控制算法， 如模糊控制算法、 智能化控制算法等算法均可 在控制算法模块中通过数字编程实现 ；
5) 本发明可以适用在高频工作的开关电源中， 而只需与开关频率相同的采样频 率。
附图说明
图 1 是本发明数字预测控制系统闭环结构框图 ；
图 2 是本发明数字预测控制系统的信号流程图 ；
图 3 是应用本发明的同步整流 BUCK 电路闭环结构框图， 此为本发明实施例。 具体实施方式
参看图 1， 本发明采用数字预测方法的开关式 DC-DC 变换器控制系统， 数字控制系 统包括 ： 采样和 A/D 转换模块、 预测模块、 控制算法模块以及 DPWM 模块， 上述模块与受控的 开关电源连接起来， 构成一个闭环系统。上述数字预测控制系统的各模块功能和操作原理如下 ： 采样和 A/D 转换模块由采样电路、 A/D 转换芯片和附属驱动电路组成， 通过采样和 A/D 转换模块对开关电源主功率电路当前采样周期的输出电压进行检测并转换为数字信 号， 并将该实测值的数字信号作为预测模块的输入。无论何种 A/D 转换器在采样转化信号 的过程中不可避免会产生时延， 对系统的动态性能造成影响。不同的 ADC 架构， 在转换速度 和电路复杂度等方面各有优缺点。
预测控制的原理是在第 k 采样周期时， 估算出第 k+1 采样周期的输出电压值 * y (k+1)。预测模块根据上述原理， 利用前几周期和当前周期的输出电压实测值， 通过预测 方法得到下一周期的输出电压预估值。根据本发明的一个实施例， 采取线性外推法， 即： * * y (k+1) ＝ 2×y(k)-y(k-1)。此后， 用预估值 y (k+1) 与给定电压 Vref 通过比较器得到 k+1 * 采样周期的预估偏差 e (k+1)， 用实测值 y(k) 与给定电压 Vref 通过另一个比较器得到 k 采 样周期的实测偏差 e(k)。利用第 k 采样周期的实测偏差 e(k)、 第 k+1 采样周期的预估偏差 * e (k+1) 可计算出 k+1 个采样周期的开关电源占空比， 并在 k+1 个采样周期开始前更新， 使 一个采样周期的环路时延得到补偿。
控制算法模块根据第 k 采样周期的实测偏差 e(k)、 第 k+1 采样周期的预估偏差 * e (k+1) 选用合适的控制算法， 计算出 k+1 采样周期的功率管占空比。
DPWM 模块在每个采样周期的开始时更新控制算法模块提供的功率管占空比控制 量， 并根据该占空比控制量和设置的死区时间生成控制功率管通断的 PWM 信号， 输入主功 率电路中。
本发明控制系统的信号流如图 2 所示 ：
1) 在第 k 采样周期的开始， 采样和 A/D 转换模块获取输出电压的实测值 y(k) ；
2) 将其导入预测模块计算出 y*(k+1)， 并将 y*(k+1)、 y(k) 分别与给定电压 Vref 比 * 较得到 k+1 采样周期的预估偏差 e (k+1) 和 k 采样周期的实测偏差 e(k) ；
3) 将 e*(k+1) 和 e(k) 导入控制算法模块计算出功率管占空比的增量 Δd(k+1)， 并与 k 周期的占空比控制量相加， 得到 k+1 采样周期的占空比 d(k+1) ；
4) 检测 d(k+1)， 如果满足 0 ≤ d(k+1) ≤ 1 的范围限制要求， 通过 DPWM 模块在 k+1 采样周期的开始生成 PWM 信号， 否则以下限 0( 或上限 1) 输出 PWM 信号 ；
5) 主功率电路由上述 PWM 信号控制功率管的通断状态， 从而调整输出电压 ；
6) 将 5) 输出电压经采样电路再一次被采样和 A/D 转换模块获取， 依次经过预测模 块、 控制算法模块和 DPWM 模块形成新的 PWM 信号控制功率管。如此循环保证控制系统的稳 定。
图 3 系本发明的一个实施例， 同步整流的 BUCK 电路作为数字预测控制系统的作用 对象， 本发明使用的方法和系统也可用于其他类型的主功率电路结构， 此处以同步整流的 BUCK 电路为例。
同步整流技术是采用通态电阻极低的专用功率 MOSFET， 来取代整流二极管以降低 整流损耗的一项新技术。它能提高 DC-DC 变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造 成的死区电压。功率 MOSFET 属于电压控制型器件， 它在导通时的伏安特性呈线性关系。用 功率 MOSFET 做整流器时， 要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流 功能， 故称为同步整流。
本实施例选取了可编程数字信号处理器件 FPGA， 采用美国 Altera 公司的 Cyclone 系列 EP1C6Q240 芯片为主处理单元， 其内部逻辑功能可以根据需要应用系统设计的硬件描 述语言任意编程。在本实施例中， 从 A/D 转换模块到预测模块再到控制算法模块最后到 DPWM 模块都是由该 FPGA 进行控制和运算的。本实施例在 A/D 采样芯片上选择了 TLC5510， 它是采用 CMOS 工艺制造的 8 位高阻抗并行 A/D 芯片。
本实施例闭环电路的运作具体过程如下 ：
在 k 采样周期， 对此 BUCK 电路主功率结构的输出电压进行采样 ； 输出电压实测值 经过 A/D 转换器转换为 8 位数字信号 y(k)， 该实测值数字信号进入预测模块进行线性预估 * 得到 k+1 采样周期的输出电压预估值 y (k+1)， 并将该预估值和实测值分别与精确给定电压 比较， 通过比较器后得到 k 采样周期的实测偏差 e(k) 和 k+1 周期的预估偏差 e*(k+1)。
为了减小 A/D 转换器的延时从而提高响应速度， 要求用于该数字系统的 A/D 转换 器具有较高的转换速度， 此外 A/D 转换器的精度将直接影响系统的稳态性能， 同时还应考 虑 A/D 转换器的功耗以提高系统的运行效率。
k 采样周期的准确偏差和 k+1 周期的预估偏差进入控制算法模块， 通过增量式 PID 控制器计算出 k+1 采样周期的占空比增量为 ：
将该占空比增量与 k 采样周期的占空比控制量 d(k) 相加即可得 k+1 采样周期的 占空比控制量 d(k+1) ∶ d(k+1) ＝ d(k)+Δd(k+1) ；
占空比控制量一般是在 0 和 1 之间， 检测计算出的有没有超过限制范围， 如有则已 上限 1( 或下限 0) 输出。经过检测处理的占空比控制信号将被存储， 并同时导入 DPWM 发生 器， 在 k+1 采样周期的开始时， 更新该占空比控制信号， 并根据该占空比控制信号设定的死 区时间， 生成 2 路 PWM 信号并通过驱动电路 1 分别作用于主功率电路的 P 功率管和 N 功率 管。
在 k+1 采样周期， 功率管依照 PWM 信号通断， 主功率结构的输出电压再次被采样和 A/D 转换模块检测， 通过预测模块产生当前周期的准确偏差和下周期的预估偏差， 再运用增 量式 PID 控制算法计算出下周期的占空比控制增量， 并计算出下周期的占空比控制量， 最 终进入 DPWM 模块生成 PWM 信号并输出作用于功率管。如此循环的控制功率管的开通和关 断， 这就是本实施例的具体运作过程。