在无线电通信网络中的方法和装置 本发明的技术领域：
本发明涉及在多模式移动无线电话接收机中的方法和装置，它适合用于不同的无线电通信网络(例如GSM，AMPS)。
相关技术的描述：
根据现有技术，多模式无线电移动电话机也称为多模式电话机，是适合用于还称为蜂窝网络的不同的蜂窝无线电电话通信网络中的一个无线电移动电话机，该蜂窝网络利用不同的频带。蜂窝网的例子是AMPS，D-AMPS，GSM，DCS1800，GSM1900，IS-95，NMT和DECT。不同的频带导致不同的蜂窝网络具有不同的载频，它们使用在多模式电话机和该蜂窝网络之间通信。
具有多模式电话机的优点是该电话机可以选择蜂窝网络，该蜂窝网络当前具有最好的无线电覆盖区域和它具有最好的信号质量。因此多模式电话机的用户能从在大楼内的类似DECT的办公室网络移动出到由另一个蜂窝网络覆盖的外部区域。在具有大业务密度的区域中，多模式电话机是一个非常好的选择，其中额外的蜂窝网络可使用作为对已经存在的蜂窝网络的补充以便增加容量。
对于不同的蜂窝网络不同地实现蜂窝电话机中的接收机，以便根据现有技术，构成多模式电话机的一个方法是为了实施用于不同地蜂窝网络的多模式电话机中的单独的接收机。
这个方法的问题是该分开的接收机占用移动电话机中的大的空间，更多的电子部件包括在移动的电话机中，因此该电话机变得更昂贵笨重。
无线电移动电话机中的接收机重建有关该无线电移动电话机的天线输入的射频信号的已调信号。接收机抑制不需要的信号和放大在噪声背景中的想要输入的射频信号，噪声背景是在作为输入的射频信号的相同的频道带宽中。这对本专业技术人员是熟知的。
在一个传统的接收机中，该输入的射频信号被转换成中频(IF)或者基带频率信号，由一些解调装置恢复有关的信息。
输入的射频信号的接收机中的解调信号处理传统地由模拟电路(例如FM鉴别器)实现的，但是现在的数字电路也被用于解调，例如在外差式的结构或者零差式结构(也称为直接变换结构)的接收机中解调。因为当前在通过蜂窝网络使用的同一频谱的业务量的显著增加，对较低费用运营的要求，及移动电话机特性诸如电池节约能力的考虑，当前在蜂窝网络中已从模拟过渡到数字通信。
对于模拟蜂窝网络，像AMPS，ETACS和NMT，无线电移动电话机中的接收机最通常是作为超外差结构实现的。超外差接收机向将输入的射频信号下变频为中频频带，并且随后向下变频为第二较低的中频。在这个接收机中，频道带宽选择是在具有SAW和／或者陶瓷带通滤波器的中频频带中进行的，该带通滤波器具有一个固定的带宽。
对于数字蜂窝网络，像GSM，GSM1900和D-AMPS，无线电移动电话机中的接收机正常地以不同的方式实现，其中该接收机对输入信号进行许多数字处理。这在下面简要地描述。
这个数字蜂窝网络接收机正常地是一个外差式的结构，但是还可以是零差式结构，它们具有相同的基本的原理。
零拍接收机在该无线电移动电话机中立即向下混频输入的射频信号为正交的(I和Q)的两个基带信道。在向下混频为正交的两个基带信道之前，该外差式接收机向下混频输入的射频信号为一个中频频带。在向下混频为正交的两个基带信道之前，接收机可以以几个步骤向下混频输入的信号。频道带宽选择能够在三个不同的地方进行：以中频在一个带通滤波器中，在模拟基带信号上以低通滤波器和在数字化的基带信号以数字低通滤波器操作。当然数字滤波器仅仅在如果该取样率比Nyquist取样频率高的多(两倍该频道带宽)才是可能的。
数字滤波器的公知特性是它仅仅涉及取样频率而不涉及某些频率特性。如果取样频率改变了，则滤波器的频率特性随之被标定。因此例如，如果取样频率改变为它的一半值，则数字滤波器的带宽被标定为它的原始值的一半。
专利申请EP 678，974描述便携电话机中的一个双频发送器或者接收机，其中该接收机包括一个电路开关，它根据使用那一个频率网络，在两个频率前端部件之间转换电话机中的天线。发送器或者接收机使用两个不同的振荡器频率处理来自两个频率网络中频的无线电信号。对于两个工作频率网络，信道带宽保持相同，因此对于不同的频率网络，该信道滤波是相同的。
美国专利US5，008，925，US4，972，455，US5，020，093和US5，020，092描述了设计用于网络AMPS和N-AMPS(窄带AMPS)应用的双信道带宽接收机，其中该频道带宽分别是30kHz和10kHz。在具有不同带宽的第二中频有两个不同的陶瓷的信道滤波器。信道带宽是由交换机选择的，交换机通过这些滤波器之一根据使用那一个网络连接该信号。
这种解决方案的一个问题是它增加许多模拟部件，比如陶瓷滤波器，它相对地昂贵和不可能集成在硅片中。
美国专利US5，369，785描述了一个发明，涉及在蜂窝网络中信令音的检测。带通滤波器被用于检测和通过变化外部时钟的频率，该带通滤波器的中心频率设置为感兴趣的频率。该滤波器的实际带宽不涉及时钟频率。
本发明的概要：
由本发明处理的问题是设计一个多模式移动无线电装置中的一个接收机，使用相同的硬件处理几个不同的信道带宽。
由本发明处理另一个问题是设计多模式移动无线电装置中的一个接收机，使用相同的硬件但是具有该接收机的数字部分的一些编程，以便处理几个不同的信道带宽。
因此本发明的一个意图是设计多模式移动无线电装置中的一个接收机，使用相同的硬件，或者使用相同的硬件，但是具有该接收机的数字部分的一些编程，以便处理几个不同的信道带宽。
该问题本质上通过改变取样频率解决了，取样频率控制接收机的数字部分中的模拟／数字变换器和数字滤波器单元二者。从而不同的频带宽度可以以相同的硬件处理。
对于大多数的无线电通信网络，数字滤波器单元可保持恒定(即相同的滤波系数和相同的滤波器结构可被用于数字滤波器单元中)，这是因为用于所有的网络在相邻信道上指定滤波器的要求基本上是相同的。因此，甚至对于具有不同的信道带宽的无线电通信网络，对于相邻信道的指定要求是在相同的数量级。
但是在一些情况下，数字滤波器单元可以修改不同的滤波函数，以便调节该数字滤波器单元的信道带宽，作为对改变取样频率的补充以便在相邻信道抑制方面实现更优化的性能。
更具体地说，该问题以下面的方式解决了。多模式移动无线电装置中的接收机的模拟部分保持相同。有一个例外，如果由多模式移动无线电装置使用的不同的网络工作在不同的频带，则接收机前端部件(例如包括低噪声放大器，带通滤波器和／或者混频器)是不同的。
信道带宽的选择是在该接收机的数字部分中由该数字滤波器单元进行的。通过改变控制A／D变换器和数字滤波器单元的取样频率，实现接收机的不同信道带宽。取样频率的改变导致数字滤波器单元的带宽相应地标定。从而在由多模式移动无线电装置使用无线电通信网络的要求的信道带宽通过选择相应的取样频率进行设置。
作为补充，该数字滤波器单元可以利用可编程序的滤波函数实现，可编程的滤波器函数包括在该数字滤波器单元内的参数和／或者滤波器结构的变化。即，首先改变控制该数字滤波器单元的取样频率，结果是该数字滤波器单元的带宽相应的变化，然后该数字滤波器单元的可编程性用于精确调谐滤波器单元属性。这个导致在该数字滤波器单元中选择由多模式移动无线电装置使用的期望的网络信道带宽。
由本发明提供的一个优点是复用接收机中的相同的部件。在该接收机中模拟部分完全地保持相同，除了在几个无线电通信网络在不同的频带操作的情况下的固定的前端部件外。不需要在接收机中修改的昂贵的模拟部件。在一些情况下，只对该数字滤波器单元作较小的修改，但这是便宜的和简单的。
另一个优点是在实践中本发明使用简单，因为无线电通信网络之一的选择是在该接收机的数字部分进行的。
又另一个优点是该接收机是紧凑的，因为数字部件是小型的。
其它优点是该接收机低重量以及低成本。
现在参照说明它的实施例以及参见附图更详细地描述本发明。
附图的简要描述：
图1是根据本发明包括不同的蜂窝网络的通信网的示意的视图。
图2是说明根据本发明的多频带外差式接收机装置的方框示意图。
图3a，3b，3c是说明根据本发明的数字滤波器单元的方框图。
图4是说明根据本发明在具有不同的信道带宽但是在相同的频带的两个不同的蜂窝网络中工作的外差式接收机装置，
实施例的详细的描述：
图1说明包括两个不同的蜂窝无线电电话通信网络也称为蜂窝网络的通信网的示意的视图。第一基站BS1连接到蜂窝网络GSM190D，第二基站BS2和第三基站BS3连接到一个蜂窝网络AMPS。
多模式无线电移动电话机m也称为多模式电话机，如图1中所示的，可用于在蜂窝网络GSM1900和在蜂窝网络AMPS中通信。
多模式电话机m不局限于在两个蜂窝网络GSM1900和AMPS中使用。如果由该电话机支持，则其它蜂窝网络例如GSM，NMT，IS-95还可以由多模式电话机m使用。
在下面结合图2描述本发明的一个实施例。
图2表示在多模式电话机m中的接收机装置1的示意图。
本发明当然不局限于在仅仅两个不同的蜂窝网络中使用，但是为了简明，在这个例子中描述本发明在仅仅两个不同的蜂窝网络中使用。
图2中的接收机装置1设计用于第一蜂窝网络，例如GSM1900。然后通过使用第二接收机前端部分和通过改变控制模拟／数字变换器的取样频率，该模拟／数字变换器也称为A／D变换器，和接收机装置1中的一个数字滤波器单元，相同的接收机装置1可被用于第二蜂窝网络，例如AMPS。这在下面更详细地描述。
在这个例子中假定第一蜂窝网络和第二蜂窝网络对相邻信道的抑制具有类似的要求，以及该网络在不同的频带操作，因此这个描述是用于双模，双频带电话机。
接收机装置1包括两个天线2，3和一个接收机，该接收机包括一个模拟部分和一个数字部分。该接收机是如上所述的外差式的结构，但是本发明也同样工作用于也在上面描述的零差式结构的接收机。对于一些应用天线2和3还可以组合成为用于双频带工作调谐的一个天线。
接收机的模拟部分包括第一前端部分5，第二前端部分7，一个中频(IF)部分9，一个I／Q解调器11，两个模拟滤波器17、19和两个A／D变换器21、23，如图2所示的。
第一前端部分5和第二前端部分7对应于由多模式电话机m使用的每一个蜂窝网络，因为该蜂窝网络工作在不同的频带。在这个例子中假设该接收机的模拟部分的第一前端部分5对应于第一蜂窝网络GSM1900，而第二前端部分7对应于第二蜂窝网络AMPS。正常地该接收机前端部分包含一个带通滤波器和一个低噪声放大器。
在第一和第二蜂窝网络操作在相同频带的情况下，它们可以共享相同的前端部分。在这种情况下该接收机的模拟部分只包括一个前端部分，如图4中所示的。
天线2、3连接到相应于第二前端部分7的第一前端部分5。正如前面说明的，天线还可以组合成为一个天线，该信号从该天线分开为两个前端部件5、7。
根据多模式电话机m使用什么网络，天线2、3之一接收由S代表的一个输入的信号，其中在该信号S中的至少一部分的信息是数字信息。
多模式电话机m在不同的网络之间变化，这些网络可由该电话机m以人工的方式或者当该多模式电话机m位于最佳的网络中时自动地使用。
天线2、3接收由S代表的包含不同频率的输入的信号。第一前端部分5和第二前端部分7包括放大需要频带中的信号和阻塞分别对应于第一蜂窝网络和第二蜂窝网络的频带外的所有频率。根据由多模式电话机m使用什么蜂窝网络，放大在不同频带内的信号频率和阻塞相应的频带外部的频率。
因此在第一前端部分5之后的信号S1或者在该第二前端部分7之后的信号S2包含对应于多模式电话机m使用的蜂窝网络频带的第一频带内的频率。
在接收机的模拟部分中的中频部分9包括第一混频器12，第二混频器13和中间的带通滤波器15。
第一和第二前端部件5、7连接到相应的第一混频器12和第二混频器13，而混频器12、13又连接到带通滤波器15，如图2中所示的。
来自对应于由多模式电话机m使用的蜂窝网络的前端部分5、7的滤波信号S1，S2在相应的混频器12，13中接收，混频器将这个信号与相应的第二本机振荡器信号Sc2和本机振荡器信号Sc1相混频。
对应于第一混频器12的第一本机振荡器信号Sc1具有频率Lof1而对应于第二混频器13的第二本机振荡器信号Sc2具有频率Lof2。分别由VC0(电压控制振荡器)4和6产生第一本机振荡器信号Sc1和第二本机振荡器信号Sc2。从而从相应于第二混频器13的第一混频器12输出是中频频带中的信号S3，如果该信号取自第一混频器12或者第二混频器13，则中频频带是相同的频率。
因此，独立于天线2、3之一的输入信号S的频带，来自第一混频器12或者第二混频器13的产生的所需信号S大概总是放在相同的中频频带内。这个通过变化VC0频率Lof1或者Lof2根据现有技术实现的，以使由在相同的中频波段内的第一混频器12或者第二混频器13产生该信号S。
中间的带通滤波器15衰减来自相应于第二混频器13的信号S中的所有的无用频率，除了想要的第二频带中的中频之外这个中间的带通滤波器频带宽度为固定的和比上面描述的第一频带窄，但是仍然足够宽以便容纳该接收的蜂窝网络的最大的信道带宽。
带通滤波器15连接到I／Q解调器11。
I／Q解调器11在第一输出16a产生对应于由多模式电话机m使用的蜂窝网络的基带中的信号I和在第二输出16b在对应于由多模式电话机m使用的蜂窝网络的基带中产生信号Q，如图2所示的。
信号I和Q是两个正交的基带信道。上面描述的I／Q解调是本专业技术人员熟知的。
I／Q解调器11的每一个输出16a和16b连接到相应于19的一个模拟滤波器17，而每一个模拟滤波器连接到相应7于23的一个A／D变换器21，参见图参见图2。
来自I／Q解调的信号I和Q各个在分开的模拟滤波器17、19中滤波(反混淆滤波)以便避免在A／D变换器取样过程中信号的混淆，并且在模拟滤波器17、19之后，信号I和Q在分开的A／D变换器21、23中每个转换成一个数字信号。
接收机的数字部分包括一个数字滤波器单元25。接收机的数字部分可以包括另外的部件，但是它们在图2中没有所示。
在接收机的模拟部分中的每一个A／D变换器21、23连接到数字滤波器单元25，如图2中所示的。
数字滤波器单元25和A／D变换器21、23由取样频率fs控制。在一个实施例中这个取样频率f是由振荡器24和可编程序除法器26产生的。取样频率fs还可以利用基准时钟和一个PLL结构，但是在这个例子中取样频率fs是由振荡器24和可编程序分频器26产生的。在本例子中振荡器24是具有固定频率的一个常规的晶体振荡器。
连接到分频器26的控制电路28通过控制分频器26中的除法因子N控制取样频率fs。
作为一个选择，可使用具有固定频率的两个不同的振荡器，其中取样频率(fs)的改变是通过在振荡器之间转换进行的。在这里没有描述。
数字滤波器单元的频率特性涉及取样频率fs，它在现有技术中是熟知的。如果改变取样频率fs，则相应地标定数字滤波器单元25的滤波特性。数字滤波器单元的带宽正比于取样频率fs，例如，如果取样频率fs改变为它的一半值，则数字滤波器单元的实际频带宽度标定为它的一半的原始值。
根据多模式电话机m使用的蜂窝网络的信道带宽的要求，在接收机的数字部分的数字滤波器单元25中进行需要信息的选择，即该信号S中具有特定的带宽的无线电信道。这是通过上面描述的控制电路28改变取样频率fs进行的，以使数字滤波器单元25获得等于要求的频道带宽的一个带宽。取样频率fs的变化是让控制电路28改变除法器26中的分频值实现的。
来自A／D变换器21、23的信号Ia，Qa通过数字滤波器单元25，其中在数字滤波器单元25的两个输出27a、27b产生正交的两个信道信号Ib、Qb。两个信道信号Ib、Qb包含从零到对应于在使用用于指定蜂窝网络的基带的需要信道带宽的某些频率。
如上所述，由天线2、3接收的信号S中的有关的信息具有等于在使用指定蜂窝网络的基带的信道带宽的带宽，和这个带宽确定数字滤波器单元25的带宽。
在数字滤波器单元25之后，两个信道信号Ib，Qb传递给一个数据恢复单元29，其中重建来自信道信号Ib、Qb的相关的信息。
在下面给出上面描述的实施例与图2相关的例子。
在这个例子中，对应于数字蜂窝网络GSM1900(基于GSM)的第一蜂窝网络和对应于模拟蜂窝网络AMPS的第二蜂窝网络，网络对相邻信道的抑制具有类似的要求。
GSM1900移动接收机在1930和1990MHz之间的1900MHz频带操作，而AMPS移动接收机以在869和894MHz之间的800MHz操作。
对GSM1900移动接收机的要求是在基带(稍微小于一半GSM1900信道间距200kHz)具有90kHz带宽，而对AMPS移动接收机的要求是在基带(AMPS信道间距是30kHz)具有13．5kHz带宽。
由于网络GSM1900和AMPS工作在不同的频带，该接收机的模拟部分包括两个不同的前端部分5和7，每个网络一个前端部分，如在上面的实施例所描述的。
在这个例子中假定：网络GSM1900要求像上面描述的第一前端部分5那样的一个前端部分，而且网络AMPS要求像上面描述的第二前端部分7那样的一个前端部分。
在这个例子中，还假定接收机装置1设计用于蜂窝网络GSM1900，其中改变控制该接收机的数字部分中的数字滤波器单元25的取样频率fs，以使数字滤波器单元25的带宽等于在网络GSM1900的基带的要求的信道带宽，等于90kHz。
根据上面描述的实施例，图2中的天线2接收包含具有不同频率的相关的信息的输入信号S，然后第一前端部分5切断对应于GSM1900移动接收频带的频带外部的所有的频率1930-1990MHz。
来自第一前端部分5的滤波的信号S在中频部分9中接收并且另外传送到第一混频器12。然后第一混频器12混频这个信号与上面描述的第一本机振荡器信号Sc1，其中第一混频器22产生中频频带的信号S3。在这个模式中，关掉与天线3有关的第二前端部分7，和信号S3完全从天线2始发。
在中频部分9中的带通滤波器15具有大约200kHz的固定的滤波带宽并且切断来自第一混频器12的信号S3中的所有的中频，除了需要的第二频带中的中频外。带通滤波器15降低感兴趣的信道外部的信号功率，从而执行一些信道滤波。剩余的信道滤波是在数字滤波器单元25中处理。
I／Q解调器11接收第二频带内的信号，然后I／Q解调器11在第一输出16a产生网络GSM1900基带的信号I，并且在第二输出16b在网络GSM1900的基带中产生信号Q。
每个信号I，Q在分开的模拟滤波器17，19中滤波。在模拟滤波器17，19之后，在这种情况下信号I和Q以13MHz取样时钟取样，然后每个取样在分开的A／D变换器21，23中数字地转换为信号Ia和Qa，如图2中所示的。13MHz取样时钟通过使得振荡器24在39MHz和在可编程序除法器26中以N=3分频式产生。
然后信号Ia和Qa在数字滤波器单元25中处理，其中在数字滤波器单元25的两个输出27a，27b产生正交的两个信道信号Ib和Qb。在数字滤波器之后，两个信道信号Ib和Qb包含从零直到90kHz的频率，它对应于网络GSM1900在基带需要的信道带宽。
在数字滤波器单元25之后，两个信道信号Ib和Qb被传递到数据恢复单元29，其中重建来自信道信号Ib和Qb的相关的信息。
现在让天线3有关的接收机装置1和图2中的第二前端部分7使用在网络AMPS中。
转换接收机装置1通过在该网络之间人工地从网络GSM1900转换到网络AMPS，或者当在网络AMPS中使用多模式电话机m时在接收机装置1中自动地进行。
在网络之间转换将影响控制电路28变化控制数字滤波器单元25的取样频率fs。在本情况下取样频率fs降低62／3≈6．67。这还将改变数字滤波器单元25的带宽一个系数6，67，如上所述的。因此数字滤波器单元25的带宽等于90／6．67kHz=13．5kHz，这等于在网络AMPS的基带需要的信道带宽。
根据上面描述的实施例，图2中的天线3接收包含具有不同频率的输入信号S，和第二前端部分7切断对应于网络AMPS频带的外部的所有的频率869-894MHz。
来自第二前端部分7滤波S2信号S2在中频部分9中接收并且另外传送到第二混频器13。然后第二混频器13混频这个信号与第二本机振荡器信号Sc2，其中第二混频器13产生中频频带的信号S3。在这个模式中，关掉与天线2有关的第一前端部分5，和信号S3只从天线3始发。
中频部分9中的带通滤波器15切断来自第二混频器13的信号S3中的所有的中频，除了在200kHz宽的第二频带中的中频外。由于带通滤波器15具有固定的带宽，它是为宽的GSM1900信道带宽选择的，这个滤波器对于AMPS不是优化的。在这种情况下它将通过需要的AMPS信道频率频带以及在AMPS中的相邻信道。这些不必要的信道必须稍后在数字滤波器单元25中滤除。
随后I／Q解调器11接收第二频带中的信号，然后I／Q解调器11在第一输出16a产生AMPS基带信号I和在第二输出16b产生AMPS基带信号Q。两个基带信号还包含相邻信道干扰，它已经通过带通滤波器15的200千赫带宽。
来自I／Q解调的信号I和Q在分开的模拟滤波器17、19中滤波，并且在模拟滤波器17、19之后，信号I和Q在分开的A／D变换器21、23中每个数字地转换成信号Ia和Qa，如图2所示的。
在如上所述的这个AMPS情况下，控制A／D取样率和数字滤波器单元25的取样频率fs降低了一个系数6．67，其中在这种情况下取样频率fs等于13MHz／6．67=1．95MHz。这是通过使得控制电路28使除法器26以N=20代替在GSM1900情况的N=3分频数实现的。
如上所述的，这将以一个系数6．67改变数字滤波器单元25的带宽。因此数字滤波器单元25的带宽等于90／6．67kHz≈13．5kHz。
然后在数字滤波器单元25中处理信号Ia和QaQ，其中在数字滤波器单元25的两个输出27a，27b产生正交的两个信道信号Ib和Qb。两个信道信号Ib和Qb包含从零直到13．5kHz的频率，这对应于在网络AMPS基带的需要的信道带宽。
在数字滤波器单元25之后，两个信道信号Ib和Qb被传递到数据恢复单元29，其中重建来自信道信号Ib和Qb的相关的信息。
接收机的数字部分中的数字滤波器单元25设计用于蜂窝网络，在由多模式电话机m使用的两个蜂窝网络要求是不同的情况下，它需要大多数的相邻信道抑制。
接收机的模拟部分中的模拟滤波器17，19总是设计用于在该接收机中最低的取样频率时足够的反混淆滤波，和具有足够大的通频带以便在多模式电话机m使用的蜂窝网络的基带不失真具有最大的信道带宽的信号。
当多模式电话机m变化回到使用蜂窝网络GSM1900时，这个实施例中的控制电路28改变除法器26中的分频数N回到3，因此以系数6．67增加取样频率fs，以获得大约90kHz(13．5kHz*6．67≈90kHz)的数字滤波器单元25的带宽，它等于在网络GSM1900基带的要求的信道带宽。
数字滤波器单元25可以以很多方式实现。选择结构取决于讨论中的两个蜂窝网络以及选择的实施技术。应该看到在这里描述的实施作为基本思想的一个例子而不是对于所有的情形的限定的选择，对于本领域的技术人员来说，本解决方案如何可以是普遍的和不同的是显而易见的的。
图3a描述数字滤波器单元25的方框图。在两个相同的滤波功能块30和31中滤波两个信号Ia和Qa，产生Ib和Qb。这两个块实际上可以是分开的单元或者一个单个单元，它在信号Ia和Qa之间时分多路复用。时多路复用解决方案以两倍快的数字信号处理代价以系数2降低数字硬件。
在图3b中示范该滤波功能块30的一个可能的实现。信号Ia馈送给第一有限脉冲响应(FIR)滤波器32。在滤波之后，在一个抽取块33中抽取该信号的一个系数N1。然后该信号通过第二FIR滤波器34并且最终在一个抽取块35中抽取一个系数N2。
图3c包括如何可以实现第一FIR32的一个例子。假定一个长度L滤波器，有L个延迟元件(在该图中以D标记的方框)和Ltl滤波器系数b0，b1，…，bL。第一FIR滤波器32的长度L和滤波器系数bo，bl，…，bL确定第一FIR滤波器32的滤波函数。关于如何选择两个滤波器长度L和滤波系数bo，bl，…，bL以便获得一定的滤波功能有很多的教科书，作为一个例子我们是指1987年John Wiley&Sons公司T．W．Parks和C．S．Burrus的“数字滤波器设计”。选择其它滤波器结构而不是FIR滤波器也是可能的。上面的参考文献给出除了可用于实现该滤波器功能的FIR之外的几个不同结构的例子。
两个FIR滤波器32和34一起执行GSM1900需要的信道滤波。抽取系数选择为N1=12和N2=4。总的抽取系数为12*4=48，它减小了在输入Ia的13MHz的取样率为在输出Ib的270．833kHz。270．833kHz等于在GSM1900中的符号速率并且是用于图2中的数据恢复单元29的一个方便的取样率。
在下面结合前面的实施例和图4描述本发明的另一个实施例。
在这个实施例中，假设两个不同的蜂窝网络是由多模式电话机m使用，和该蜂窝网络对在基带的信道带宽有很不同的要求。当然根据这个实施例的本发明也能够在多模式电话机中实现，即在两个以上的蜂窝网络中工作。
当在由多模式电话机m使用蜂窝网络之间转换时，根据这个实施例通过改变控制该接收机的数字部分中的数字滤波器单元25的取样频率fs，接收机装置1适合于新的蜂窝网络，正如在前面的实施例中描述的。
由于由多模式电话机m使用的两个蜂窝网络对在基带的信道带宽的要求很不同，仅仅使用取样频率fs的变化改变数字滤波器单元25的带宽是不切实际的。通过允许改变数字滤波器单元25中的一些滤波器参数，数字滤波器单元25的滤波器功能能够更容易地调整到不同蜂窝网络的要求。
在下面描述有关这个实施例的例子。
在这个例子中假定多模式电话机m中的接收机是一个组合的GSM1900和IS-95接收机。
GSM1900移动接收机和IS-95移动接收机二者工作在1930和1990MHz之间的1900MHz频带中。对GSM1900的要求是在基带有一个90kHz信道带宽，而对IS-95移动接收机的要求是在基带具有大约0．6MHz的信道带宽。
由于网络GSM1900和IS-95工作在相同的频带，该接收机的模拟部分只包括一个前端部分，例如在上面描述的第一前端部分5，如图4中所示的。该接收机是如上所述的外差式的结构，但是本发明也同样工作用于也在上面实施例中的零差式结构的接收机。
在这个例子中还假定接收机设计用于处理蜂窝网络GSM1900，以及对于这个模式数字滤波器单元25以与在图3a、3b、3c中描述的相同的结构实现。
取样频率fs等于13MHz。在数字滤波器单元25中的信道滤波是使用具有以系数N1=12和N2=4的中间的取样率抽取的两个FIR滤波器32、34实现的。这使取样的速率在数字滤波器单元25的输出降低到13MHz／(12*4)≈270．833kHz，正如在前面的例子中描述的。在基带该数字滤波器单元25的总的信道带宽为90kHz，正如在前面的例子中那样。
在这个实施例中，中间的带通滤波器15具有比在前面的例子中宽的多的带宽。它必须通过IS-95的1．23MHz宽的信道。因此与在前面的例子中相比，中频部分9中的带通滤波器有助于减少接收机装置1中的总的信道滤波并且更多的滤波器必须在数字滤波器单元25中实现。
仍然可以使用与图3a、3b、3c中的相同的结构，除了必须改变数字滤波器单元25内的两个FIR滤波器32、34的滤波器系数bo，bl，．．，bL(和可能地改变长度L)。还可以进行改变一个或者两个FIR滤波器32、34为IIR滤波器(无限脉冲响应滤波器)，但是在这里没有描述。现在假设多模式电话机m用在蜂窝网络IS-95中。这在图4中示出。
根据上面描述的实施例，图4中的天线2接收包含具有不同频率的输入信号S，并且第一前端部分5切断对应于IS-95移动接收频带的频带外部的所有的频率1930-1990MHz。
来自第一前端部分5的滤波的信号S1在中频部分9中接收并且另外传送到第一混频器12。然后第一混频器12混频这个信号与在图4中指定Sc的本机振荡器信号，其中第一混频器12产生中频频带的信号S3。
中频部分9中的带通滤波器15切断来自第一混频器12的信号S3中的所有的中频，除了在需要的第二频带中的中频外。
随后I／Q解调器11接收第二频带中的信号，然后I／Q解调器11在第一输出16a产生IS-95基带信号I和在第二输出16b产生IS-95基带信号Q。
来自I／Q解调的信号I和Q还在分开的模拟滤波器17、19中滤波，并且在模拟滤波器17、19之后，每个信号在分开的A／D反向器21、23中以取样频率fs数字地转换成信号Ia和Qa，如图4所示的。
随后在数字滤波器单元25中处理信号Ia和Qa。处理数字滤波器单元25的一种方法是改变取样频率fs和标度数字滤波器单元25的带宽，正如在前面的例子中那样。这要求取样频率fs等于13MHz*0．6MHz／90kHz=86．67MHz。这个选择是不切实际的。首先，频率高并且导致在数字滤波器单元25中的不必要的快速信号处理，其次，有一个取样速率是有益的，即在IS-95中多个片速率1．2288MHz。
相反我们选择改变取样频率fs以便匹配IS-95片速率的系数。以IS-95模式改变取样频率fs从13MHz到12*1．2288MHz=14．7456MHz。在这个例子中，取样频率fs使用锁相环(PLL)22产生。PLL基于振荡器24的固定的基准频率产生一个输出频率。控制电路28通过控制内部的PLL除法器系数规定PLL的输出频率。这个结构对于本专业的技术人员是熟知的。
数字滤波器单元25使用与图3a、3b、3c相同的基本结构实现。改变抽取系数为N1=3和N2=1。这从数字滤波器单元25在114．7456MHz／(3*1)≈4．9152MHz得到一个输出取样速率，它等于每一片周期四个样值。
第一FIR滤波器32可以保持不变化。在GSM1900的情况下，在抽取块33中处理抽取系数N1=12而不通过导致有害的混淆的信号，因此正如在IS-95情况下有一个较小的N1将不是一个问题。
在如图3a、3b、3c的滤波器结构中，正是由第二FIR滤波器34确定数字滤波器单元25的总的带宽。在GSM1900情况下这个带宽是90kHz。取样频率fs和抽取系数N1的变化改变这个带宽为90kHz*14，7456／13*12／3=408kHz。与在基带的IS-95的0．6MHz带宽比较，这是太窄的频带。在信号通过FIR滤波器32、34之后，该抽取系数N2影响信号，其中系数N2不改变数字滤波器单元25的带宽。
因此需要另一个第二FIR滤波器34。这可以通过允许在数字滤波器单元25的第二FIR滤波器34中的两组滤波器参数(即滤波器系数bo、bl、．．、bL和可能长度L)相当轻易地实现。第一组对应于GSM1900的带宽要求，而第二组对应于IS-95的带宽要求。在第二FIR滤波器34中的两组滤波器参数之间的改变是与在这种情况下在网络GSM1900和IS-95之间多模式电话机m转换同时实现的。
相同的基本的数字滤波器单元25被用于GSM1900和IS-95模式二者。唯一的区别是图3b的抽取块33、35中的抽取系数N1，N2和在第二FIR滤波器34中的滤波器参数的转换。在两种情况下数字滤波器单元25滤波该信号，以使分别在GSM1900和IS-95的基带要求的信道带宽外部的频率被阻塞。
在IS-95的情况下，从而在数字滤波器单元25的两个输出27a、27b产生正交的两个信道信号Ib和Qb。两个信道信号Ib和Qb包含从零到0．6MHz的频率，它对应于网络IS-95在基带需要的信道带宽。
在数字滤波器单元25之后，两个信道信号Ib和Qb被传递到数据恢复单元29，其中重建来自信道信号Ib和Qb的相关的信息。
在上面描述的实施例中只要A／D变换器21、23与数字滤波器单元25同步，使用分开的振荡器控制A／D变换器21、23和数字滤波器单元25是可能的。为了简明起见，在上面的例子中使用相同的振荡器24控制A／D变换器21、23和数字滤波器单元25。
在上面描述的实施例中的数字滤波器单元25可以作为分开的数字滤波器实现，其中每一个A／D变换器21、23连接到分开的数字滤波器，或者作为两个信号流之间多路复用的一个滤波器单元。
在上面的实施例中我们使用具有交错抽取单元的FIR滤波器。这应该看作一个例子。有许多可以使用的其它滤波器结构替代实现滤波器功能。这对本专业的技术人员是显而易见的，并且滤波器结构的变化应该看作包括在上面描述的整个想法中。
在上面描述的实施例中，除了前端部分5之外，接收机的模拟部分不局限于包括上面描述的部件。作为一个例子，中频部分9可以分开用于由该电话机使用的不同蜂窝网络。I／Q解调器11不必必须是两个不同蜂窝网络的公共的部件。可能使用模拟部分的修改。
上面描述的本发明可以在不偏离它的精神或者必要的特性下以其它特定的形式实现。因此，在各方面考虑本实施例是作为说明的和不是限定的，本发明的范围由所附的权利要求而不是由前面的描述表示，因此在该权利要求的含意和等效范围内的所有的变化都包含在其中。