无传感器矢量控制设备及其方法 1.技术领域
本发明涉及一种矢量控制设备，尤其涉及无传感器矢量控制设备和方法，用于控制感应电动机的变速运转和速度。
2.背景技术
通常，由于与直流电动机相比感应电动机比较难于控制，因此感应电动机主要用于恒速运转。然而，随着矢量控制理论的引入和高性能的中央处理器(CPU)或数字信号处理器(DSP)的发展，可以控制感应电动机做变速运转。
矢量控制理论是这样一种方法，其中以120°间隔输入的三相交流电(“a”相、“b”相、“c”相)按直轴和90°间隔的横轴分解(转换)，将它们的大小控制为需要的值并将其恢复(反转换)为三相电，由此控制三相交流电。这个方法主要用于控制感应电动机。
为了对感应电动机进行矢量控制，需要感应电动机的速度信息或磁通信息。为了检测速度信息或磁通信息，需要速度传感器或磁通传感器，诸如速度计、解析器(resolver)或脉冲编码器。
然而，由于传感器包括电子电路，因此，由于电子电路的使用温度范围、速度传感器和变流器(inverter)之间信号接线费用大，使具有传感器的感应电动机受到局限。
而且尽管可以安装速度传感器，由于感应电动机与速度传感器之间的连接部分禁受不起冲击，出于设备可靠性考虑最好避免使用传感器。
因此，近来，提出了关于没有速度传感器的无传感器矢量控制设备的各种感应电动机速度估算方法。其中，将基于模型参考自适应系统、自适应观察器的方法(即，一种独立于主控制系统的估算速度或者转差频率的方法)用作考虑速度估算稳定性的高速运算方法，将高频注入(high frequencyinjection)方法用作低速算法方法。
图1是依照常规技术的速度控制设备的示意方框图，其依照电压转换频率的方法提供同步速度。
如图1所示，常规的速度控制设备包括：角速度发生器1，它接收使用者输入的命令频率(F)，将其转换为施加给电机的电机角速度(We)并输出；电压发生器2，它接收命令频率(F)，依照电压对频率地比率(V/F比率)生成电压并输出；和变流器(inverter)3，它通过利用从角速度发生器1输出的电机角速度(We)和从电压发生器2输出的电压控制感应电动机(IM)的速度。
现在来解释按上面的描述结构的常规速度控制设备的工作情况。
通常，在工业现场，不需要速度检测装置，相反，普遍使用的是简单控制的可变电压可变频率(VVVF)方法的普通变流器。
为了恒定保持感应电动机的磁通，普通变流器恒定控制变流器输出电压和输出频率之间比率(V/F＝常数)，且通过改变输出频率来控制旋转磁场的同步速度(rpm(每分钟转数))。
同步速度(rpm)＝120*F/P-------------------------------(1)其中“P”表示定子绕组的磁极数目，而“F”表示定子绕组流动的电流的命令频率。
同时，用于获取输入电压的感应电动机的电压(Vs)如下所示。
Vs＝Rs*Is+(Lls+Lm)*dIs/dt----------------------------(2)其中“Rs”表示定子电阻，“Is”表示感应电动机的输入电流，“Lls”表示定子漏磁电抗，而“Lm”表示激磁电抗。
在忽略公式(2)中感应电动机的定子电阻(Rs)的情况下，
Vs＝(Lls+Lm)*dIs/dt----------------------------------(3)
通常，与公式(3)中的激磁电抗(Lm)相比，定子漏磁电抗(Lls)较小。因此，通过公式(4)计算公式(3)：
Vs＝Lm*dIs/dt＝We*Lm*Is＝2πF*φ-----------------------------(4)
在公式(4)中，因为Vs/F＝2π*φ，因此通过恒定地提供Vs/F比率可恒定地保持磁通以控制电机。
因此，当确定了命令频率(F)时，可将其转换为同步速度(We＝2πF)并施加给感应电动机。此时，为了恒定地保持感应电动机的磁通，生成一个确使V/F比率恒定的相应于命令频率(F)的电压，且将其输出到变流器。
然后，变流器利用同步速度(We)和电压生成三相电压，并且把它们提供给感应电动机(IM)。即，假设恒定地提供V/F比率，由于恒定地保持磁通，因此可以控制感应电动机。
在这方面，由于感应电动机以与同步速度相比较低的速度转动，通过下面的公式(5)得到一个转差率(slip)：
Slip＝(We-Wr)/We其中“We”表示同步速度，而“Wr”表示感应电动机的速度。
图2说明了依照常规技术V/F方法的负荷和电机的转差率-转矩的曲线波形的图表。
如图2所示，感应电动机在负荷和感应电动机的转差率-转矩曲线的交点运行，并且有相应的电流流动。
图3是依照常规技术的矢量控制设备的示意性方框图。
如图3所示，矢量控制设备具有变流器，用于从使用者接收速度命令值(Wr*)并向感应电动机提供需要的三相电流，包括：第一比例积分器5，用于接收在由使用者输入的速度命令值(Wr*)和从感应电动机实际检测到的速度(Wr)之间的误差，并且生成一个“q”轴分量的电流命令值(iqse*)；第二比例积分器8，用于接收一个误差，它是相应于电机额定值的“q”轴的电流命令值(iqse*)和流过电机的“q”轴的实际电流(iqse)之间的差值，并且生成和输出一个电压(vqse)，用于使电机以速度命令值(Wr*)速度运行；第三比例积分器9，用于接收在相应于电机额定值的“d”轴分量的电流命令值(idse*)和流过电机的“d”轴的实际电流(idse)之间的误差，并且生成和输出一个电压(vdse)用于使电机以速度命令速度运行；静态坐标系统转换器10，用于接收两相电压(vqse和vdse)并且输出三相电压Va、Vb和Vc；同步坐标系统转换器12，用于检测输入感应电动机的三相电流(ias、ibs和ics)，改变流过电机的“d”轴的实际电流(idse)和流过电机的“q”轴的实际电流(iqse)，并且输出它；转差频率发生器13，用于接收“q”轴分量的电流命令值(iqse*)和“d”轴分量的电流命令值(idse*)并且生成一个转差频率；算术控制信号发生器14，用于接收转差频率发生器13的转差频率(Wslip)和感应电动机的实际检测到的速度(Wr)，并且生成角速度(We)；变流器11，用于接收三相电压Va、Vb和Vc并且控制感应电动机的速度；和速度传感器15，其连接到感应电动机的轴上，以检测感应电动机的速度。
现在来解释按上面的描述结构的常规矢量控制设备的工作情况。
首先，第一运算器获取在速度命令值(Wr*)和实际检测到的速度(Wr)之间的误差，并且把它提供给第一比例积分器5，第一比例积分器5建立一个“q”轴分量(转矩分量)的电流命令值(iqse*)并且把它提供给第二运算器6的非反向输入端(+)，把相应于电机额定值生成的“d”轴分量的电流命令值(idse*)提供给第三运算器7的非反向输入端(+)。
然后，第二运算器6和第三运算器7获取“d”与“q”轴的电流命令值(idse*和iqse*)和“d”与“q”轴的实际电流值(idse和iqse)之间的误差，并且把误差提供给第二比例积分器8和第三比例积分器9。
然后，第二和第三比例积分器8和9生成“d”轴与”q”轴电压vqse和vdse，并且把它们分别地传送到静态坐标系统转换器10。
此时，转差频率发生器13利用“d”与“q”轴的电流命令值(idse*和iqse*)获取Wslip，并且把它提供给算术控制信号发生器14的非反向输入端(+)。
速度传感器15用于检测感应电动机IM的速度，它把检测到的电机速度(Wr)提供给算术控制信号发生器14的另一个非反向输入端(+)。
然后，算术控制信号发生器14获取转差频率(Wslip)和电机速度(Wr)，计算出感应电动机的同步角速度(We)，生成算术控制信号，用以利用计算出的同步角速度(We)来将两相电压转换为三相电压或者将三相电压转换为两相电压，并且把它提供给静态坐标系统转换器10和同步坐标系统转换器12。
因此，当静态坐标系统转换器10将两相电压vqse和vdse转换为三相电压Va、Vb和Vc并且将它们提供给变流器11时，变流器11接收三相电并且驱动电机。
无传感器矢量控制方法利用速度估计算法来代替检测感应电动机速度的速度传感器。
同时，常规的可变电压可变频率(V.V.V.F)方法不需要速度检测设备且简单地执行速度控制，它是简单地恒定地保持感应电动机磁通的V/F方法。
然而，常规技术的矢量控制方法有几个缺点。
即，首先，尽管提供了作为频率(F)的速度命令值，但是提供给感应电动机的值是同步速度(We)，实际的电机速度以“Wr＝We(1-slip)”给出，这导致一个问题就是实际的电机速度按转差频率改变，而转差频率随负荷变化。
其次，尽管恒定地控制磁通的V/F比率是恒定地保持着的，但由于包含在公式(2)中的定子电阻(Rs)被忽略不计，所以磁通在低速时很少得到补给，导致一个问题就是电机不能生成所需要的输出转矩。
第三，常规的矢量控制方法是，在用低速算法控制电机速度时，通过将高频电压或电流加到基波电压上来寻找电机磁通的绝对位置。因此这个方法在低速情况是有效的，但是不可能用在高速情况下。相反地，用高速算法控制电机速度时，该方法在高速情况是有效的，但是由于在低速情况下该算法本身的实现非常困难，由此导致的一个问题就是不能用于覆盖整个速度范围。
第四，为了使用高速和低速算法，应当准确地获取电机的一个参数。假如该参数不准确，系统就不稳定，因而，需要大量算术运算用于算法的实现。为了这个目的，需要中央处理器(CPU)或高性能的数字信号处理器(DSP)，其通常很难被采用。
【发明内容】
因此，本发明的一个目的是提供一种矢量控制设备，其能够防止速度随负荷变动，并能防止相应于在低速情况下磁通减少的转矩减少，从而解决了起动转矩减少的问题。
本发明的另一个目的是提供一种矢量控制设备，其能够在整个速度范围内执行无传感器矢量控制。
本发明的另一个目的是提供一种通过减少对感应电动机参数的依赖和运算数量的易于实现的算法，它不使用高性能的主运算装置。
本发明的另一个目的是提供一种矢量控制设备，通过解决常规系统运行在速度-转矩曲线的不稳定区域的问题，能够使系统在任何情况下都运行在稳定区域。
为了达到这些和其他优点并依照本发明的目的，正如此处具体的和宽泛的描述，提供了一种无传感器矢量控制设备，它包括：速度控制器，用于从使用者接收速度命令值(Wr*)并且输出同步速度(We)；“d”轴电压命令单元，用于接收流过电机的“d”轴的实际电流(ids)和“q”轴的电流(iqs)，并且生成“d”轴电压(Vds)；“q”轴电压命令单元，用于从速度控制器接收同步速度(We)，接收相应于电机额定值的“d”轴分量的电流命令值(ids*)，并且生成“q”轴电压(Vqs)；电压转换器，用于从“q”轴电压命令单元接收“q”轴电压(Vqs)和从“d”轴电压命令单元接收“d”轴电压(Vds)，并且将这两相电压(Vqs和Vds)转换成三相(Va、Vb、Vc)；和变流器，用于从电压转换器接收该三相电并且控制感应电动机的速度。
为了达到上面的目的，进一步提供了无传感器矢量控制方法，用于从使用者接收速度命令值并且控制感应电动机的速度，它包括以下步骤：通过速度控制器接收速度命令值(Wr*)；通过使用速度控制器控制速度以补偿相应于负荷变化的速度变化；运算从速度控制器输出的同步速度(We)、磁通分量的电流命令值(ids*)、“d”轴的实际电流(ids)和“q”轴的实际电流(iqs)，并且生成“q”轴电压(Vqs)和“d”轴电压(Vds)；对“q”轴电压(Vqs)和“d”轴电压(Vds)进行三相转换，并且将这三相电供给变流器。
下面通过结合附图对本发明作详细说明，本发明前述的和其它的目的、特征、方面和优点将变得更加显而易见。
【附图说明】
附图用于提供对本发明的进一步理解，将其结合并组成说明书的一部分，附图连同用于解释本发明原理的描述一起说明了本发明的实施例。
在这些附图中：
图1是依照常规技术的速度控制设备的示意性方框图，其依照V/F方法提供同步速度；
图2表示依照常规技术根据V/F方法的负荷和电机的转差率-转矩曲线波形图。
图3是依照常规技术的矢量控制设备的示意性方框图；
图4是依照本发明一个实施例的无传感器矢量控制设备的示意性方框图；
图5表示依照本发明优选实施例所述的用于提供同步速度的速度控制器的结构；
图6是表示依照本发明优选实施例的无传感器矢量控制设备的结构的详图；
图7是依照本发明另一个实施例的无传感器矢量控制设备的示意性方框图；
图8A表示当负荷施加到依照本发明优选实施例的无传感器矢量控制设备上时生成的波形；
图8B表示了当负荷跃变(转矩电流)施加到依照本发明优选实施例的无传感器矢量控制设备上时生成的波形；和
图9A到9D表示依照本发明优选实施例所述的速度的、磁通-电流(fluxcurrent)的和负荷的波形。
具体实施方式
现在详细介绍本发明优选实施例，其例子示于附图中。
图4是依照本发明一个实施例的无传感器矢量控制设备的示意性方框图。
如图4所示，本发明的无传感器矢量控制设备依照使用者的输入驱动感应电动机，其包括：速度控制器50，用于从使用者接收速度命令值(Wr*)并且输出同步速度(We)；“d”和“q”轴电压命令单元60，用于接收速度控制器的同步速度(We)并且输出“d”轴电压(Vds)和“q”轴电压(Vqs)；电压转换器70，用于接收“q”轴电压命令单元的“q”轴电压(Vqs)和“d”轴电压命令单元的“d”轴电压(Vds)，并且将这两相电压Vqs和Vds转换成三相电压(Va、Vb、Vc)；和变流器80，用于从电压转换器接收该三相电压并且控制感应电动机的速度。
现在来解释按上面的描述结构的无传感器矢量控制设备的工作情况。
在用于依据从使用者收到的速度命令值(Wr*)控制感应电动机速度的无检测矢量控制设备中，当速度控制器50从使用者接收速度命令值(Wr*)时，它控制速度以补偿相应于负荷变化的速率变化。然后，对从速度控制器50输出的同步速度(We)、磁通分量的电流命令值(ids*)、“d”轴的实际电流(ids)和“q”轴的实际电流(iqs)进行运算以生成“q”轴电压(Vqs)和“d”电压(Vds)。然后，电压转换器将生成的“q”轴电压和“d”电压转换成三相电压，并且将它们供给变流器，从而可以恒定地保持磁通-电流并且可以恒定地控制感应电动机。
图5表示依照本发明优选实施例所述的用于提供同步速度的速度控制器的结构。
如图5所示，用于提供同步速度的速度控制器包括运算器21，用于获取依照使用者输入的速度命令值(Wr*)和感应电动机的实际电机速度(Wr)之间的差值；比例积分器22，用于接收从运算器21输出的差值，执行比例积分运算并且获取电机的转差频率(Wslip)；和运算器23，用于接收速度命令值和转差频率(Wslip)并且输出同步速度。
现在来解释按上面的描述结构的速度控制器的工作情况。
运算器21接收依照使用者输入的速度命令值(Wr*)，获取速度命令值(Wr*)和实际电机速度(Wr)之间的差值，并且将它提供给比例积分器22。
然后，比例积分器22执行比例积分运算，获取电机的转差频率(Wslip)并且将它提供给运算器23。
然后，运算器23将转差频率Wslip和速度命令值(Wr*)相加以生成同步速度(We)，并且将生成的同步速度(We)提供给”q”轴电压命令单元。
速度控制器通过利用由下述公式(6)得到的转差频率(Wslip)获取同步速度(We)：
Wslip＝(Rr/Lr)*iqs/ids---------------------------------(6)其中“Rr”表示感应电动机的次级线圈电阻，“Lr”表示电机的电抗，“ids”表示流过电机的“d”轴的实际电流(磁通-电流)，和“iqs”表示流过电机的“q”轴的实际电流(转矩电流)。
通过利用公式(6)和同步速度(We)，按下述等式(7)计算电机速度(Wr)。
Wr＝We-Wslip-------------------------------------------(7)
因此，当速度控制器控制转差频率(Wslip)时，就避免了速度因负荷的变化而变化和V/F方法的问题，并且补偿速度因负荷变化的变化。
图6是显示依照本发明优选实施例的无传感器矢量控制设备的结构的详细视图。
如图6所示，本发明的无传感器矢量控制设备包括：“d”轴电压命令单元200，具有低通滤波器(LPT)203，用于接收流过电机的“q”轴的实际电流(iqs)，并对该实际电流进行低通滤波以去除不必要的部分，然后输出经过滤波的电流(iqs)；第一乘法器204，用于接收经过低通滤波器203滤波的电流(iqs)，将其乘以定子电阻，并且输出一个电压；电压运算器205，用于接收经过低通滤波器203滤波的电流(iqs)，将其乘以同步速度(We)和电感值δL，并且生成一个电压；低通滤波器201，用于接收流过电机的“d”轴的实际电流(ids)，对其低通滤波以去除不必要的部分，并且输出经过滤波的电流；第二乘法器202，用于将经过低通滤波器滤波的电流乘以定子电阻，并且输出一个电压；和第三运算器206，用于运算从第二乘法器202输出的电压和从电压运算器205输出的电压，并且生成“d”轴电压(Vds)；“q”轴电压命令单元100，具有电压发生器111，用于从速度控制器接收同步速度(We)，并生成与同步速度相对应的电压，以便使V/F比率保持不变；“d”轴电流控制器101，用于控制“d”轴电流以恒定地控制磁通；和第二运算器112，用于运算电压发生器111的输出电压和从“d”轴电流控制器101输出的电压，并且生成“q”轴电压(Vqs)；电压转换器300，用于将“q”轴电压命令单元100的“q”轴电压(Vqs)、“d”轴电压命令单元200的“d”轴电压(Vds)转换成三相电压(Va、Vb、Vc)并且输出它们；和变流器400，用于从电压转换器300接收三相电压(Va、Vb、Vc)并且控制感应电动机的速度。
“d”轴电流控制器101包括第一运算器113，用于接收相应于电机额定值的“d”轴分量的电流命令值(ids*)和流过“d”轴电流控制器101的实际电流(ids)，并且获取误差；和第一比例积分电路114，用于从第一运算器接收误差值并且生成与电流误差成比例的电压。
现在来解释按上面的描述构成的无传感器矢量控制设备的工作情况。
速度控制器一从使用者接收依照使用者输入的速度命令值(Wr*)，就将补偿速度变化的同步速度(We)提供给“q”轴电压命令单元100。
然后，“q”轴电压命令单元100的电压发生器111生成与同步速度相对应的电压以使V/F比率为常数，并且将其输出到第二运算器112。
此时，第一运算器113获取在相应于电机额定值的“d”轴分量(转矩分量)的电流命令值(ids*)和流过电机的“d”轴(激磁分量)的实际电流(ids)之间的误差，并且将其提供给第一比例积分控制器114。
然后，第一比例积分控制器114生成与电流误差成比例的电压，并且将其输出到第二运算器112。
当“q”轴电压命令单元100进行如上所述的运算时，“d”轴电压命令单元200的低通滤波器203接收流过电机的“q”轴的实际电流(iqs)，对其进行低通滤波以去除不必要的部分，然后将经过滤波的电流(iqs)传输给第一乘法器204。
然后，第一乘法器204将经过低通滤波器203滤波的电流(iqs)乘以定子电阻(Rs)以生成电压，并且将生成的电压提供给”q”轴电压命令单元100的第二运算器112。
因此，第二运算器112将电压发生器111的输出电压、第一比例积分电路114的输出电压和经由第一乘法器204输出的电压相加，以生成“q”轴电压(Vqs)，并且将其提供给电压转换器300。
当“q”轴电压(Vqs)从“q”轴电压命令单元100生成并且输入到电压转换器300时，经过低通滤波器203将电流滤波并使已经低通滤波器203滤波的电流(iqs)乘以同步速度(We)和电感值(δL)，并且将生成的电压输出到第三运算器206。
此时，低通滤波器201接收流过感应电动机的“d”轴的实际电流(ids)，并且去除其中不必要的部分，然后，第二乘法器202将“d”轴的实际电流(ids)乘以定子电阻(Rs)并且将其输出到第三运算器206。
第三运算器206从第二乘法器202输出的电压中减去电压运算器223输出的电压，以生成“d”电压(Vds)并且将其提供给电压转换器300。
然后，电压转换器300将“q”轴电压命令单元100和“d”轴电压命令单元200的这两相电压(Vqs和Vds)转换成三相电压(Va、Vb、Vc)，并且将它们供给变流器400，用于控制感应电动机的速度。
因此，可以独立控制“d”轴电流和“q”轴电流，此时，由于电流受“d”电流控制器101控制，因此，与控制磁通的情况相比转矩响应速度较快。
“q”轴电压(Vqs)和“d”轴电压(Vds)由第二运算器112和第三运算器206产生，从下面的公式得到：
Vqs＝Rs*iqs+We*Ls*ids＝Rs*iqs+E---------(8)
Vds＝Rs*ids-We*δLs*iqs-----------------(9)
δLs＝Ls-Lm2/Lr≈LIs+LIr----------------(10)其中“Rs”表示定子电阻，“Ls”表示定子电抗，“Lm”表示激磁电抗，“Lr”表示转子电抗，“LIs”表示定子漏磁电抗，“LIr”表示转子漏磁电抗，“ids”表示流过电机的“d”轴的实际电流(磁通-电流)，和“iqs”表示流过电机的“q”轴的实际电流(转矩电流)。
公式(8)也可表达如下：
Vqs＝Rs*iqs+E---------------------------(11)
E＝We*Ls*ids----------------------------(12)其中“E”表示电机的反向电动势分量。
因此，通过控制公式(11)中的反电动势分量(E)可以恒定地保持磁通。
图7是依照本发明另一个实施例的无传感器矢量控制设备的示意性的方框图。
如图7所示，依照本发明另一个实施例的无传感器矢量控制设备还包括：电压发生器115，用于将依照同步速度(We)的预定电压供给”q”轴电压命令单元100；和乘法器116，用于使从第一比例积分控制器输出的电压和从电压发生器115输出的电压相乘。
现在来解释如此构成的无传感器矢量控制设备的工作情况。
乘法器116使与从第一比例积分器114输出的电流误差成比例的电压和来自电压发生器115的电压一起相乘，并且将它们输出到第二运算器112，由此获取“q”轴电压(Vqs)。
获取“d”轴电压(Vds)的操作与上面图6中所述的一样。
图8A和图8B表示根据与依照本发明优选实施例的无传感器矢量控制设备的实验结果获取的波形；
参照图8A，常规技术存在感应电动机在所加负荷为100％时速度为“0”的时间段内失去控制的情况，与常规技术相比，由于具有本发明的电路结构，因此由于磁通-电流被恒定地保持致使感应电动机恒定地得到控制。
参照图8B，施加100％负荷跃变(转矩电流)之后，尽管其下降到0％负荷跃变，也能稳定地驱动感应电动机，因此磁通-电流是常数。
图9A到9D表示依照本发明优选实施例所述的速度的、磁通-电流的和负荷的波形。
如图9A到9D所示，即使以高速或低速驱动感应电动机，也不会存在速度随负荷变化，因而，所见到的磁通是常数。
正如到此所描述的，无传感器矢量控制设备和方法有许多优点。
例如，第一，由于矢量控制可以甚至不使用速度传感器在整个的速度范围内执行，因此无传感器矢量控制设备可以制造为产品。
第二，由于实现算法的算术运算量不多，因此即使利用普通的CPU或DSP也能实现。
第三，由于并不非常依赖于参数，而且系统在持续稳定范围内操作，因此它可容易地适用于工业部门。
第四，它可适用于速度控制领域或需要起动转矩的部门。
最后，和大容量的变流器一致，感应电动机速度加速或者减速过程中可使磁通减少，从而，解决了存在的转矩摆动问题。因此，可将普通的变流器可适用于每个工业领域。
由于本发明可在不脱离其精神和必要技术特征的情况下以若干形式体现，因此应当理解的是，上述实施例不为任何前述描述的细节所限制，除非另有规定，都应认为是在所附加的权利要求中限定的精神和范围之内进行的概括性解释，因此落入权利要求的集合与界限的变化和改进，或者这些集合与界限的等效替换都被认为包含在附加的权利要求中。