多比特扩频信号 【发明领域】
本发明涉及多比特扩频信号，特别是涉及一种发射扩频信号的方法、一种恢复扩频信号的方法、一种扩展频谱通信系统和一种扩频接收机。发明背景
低成本低功率扩频无线电系统正被开发使用在家庭中用于交互式控制和硬件单元之间的数据传送。一个这样的系统被称为萤火虫(Firefly)(以前为HomeRF Lite)并且建议这个系统工作在2-4 GHz ISM频带中，同时用一个11码片伪随机序列将200kbps的比特率扩展到2.2 MHz。GMSK已经被建议用于调制方案中因为这将发射信号的旁瓣频带之外的减到最少。
在相对短的距离上可以发射和接收200 kbps比特率，但是对于更长距离，噪声会影响恢复的信号的质量。发明内容
本发明的一个目的是在一相对长的距离上完成低功率扩频信号的成功传送。
按照本发明地一个方面，提供一种发射扩频信号的方法，其中较低比特率的信号与第二PN码的乘积等于较高比特率的信号的比特率，并且其中，第一PN码序列用于把所述乘积或较高比特率的信号扩展为一个预确定输出码片速率。
按照本发明的第二方面，提供一种恢复扩频信号的方法，该扩频信号具有由第一PN码序列扩展的较高比特率的信号和通过第一PN码序列与第二PN码序列之乘积扩展的较低比特率的信号之一，该较低比特率与第二PN序列的码片速率的乘积等于该较高比特率，该方法包括：接收和解调一个扩频信号，接着在第一操作中把已解调信号与第一PN码序列相关然后在第二操作中与第二PN码序列相关；并且通过检查在第一操作的输出中出现一个强相关峰值而在第二操作的输出中没有相关峰值来确定一个较高比特率的信号是否存在以及通过检查在第一操作的输出中出现至少一个弱相关峰值而在第二操作的输出中出现一个强相关峰值来确定一个较低比特率的信号是否存在。
按照本发明的第三方面，提供一种扩展频谱通信系统，包括用于发射具有较高比特率和较低比特率之一的信号的一个发射台，以及至少一个接收台，该发射台包括：一个较低比特率的信号的信号源；一种装置，用于由第二PN码序列乘以较低比特率的信号以便给出一个乘积，该乘积具有基本上等于较高比特率信号的比特率的一个码片速率；一个较高比特率的信号的信号源；一种装置，用于把第一PN码序列乘以较高比特率的信号(如果出现的话)或者所述乘积(如果出现的话)以便给出具有预确定输出码片速率信号的一个扩频信号；该接收台具有：一种装置，用于接收和解调该扩频信号；第一装置，用于把已解调信号与第一PN码序列相关；第二装置，用于把来自所提及的第一相关步骤中的输出与第二PN码序列相关；以及一种装置，用来通过检查在所述第一装置的输出中的一个强相关峰值而在所述第二装置的输出中没有相关峰值来确定一个较高比特率信号的出现以及通过检查在所述第一装置的输出中的至少一个弱相关峰值而在所述第二装置的输出中的一个强相关峰值来确定一个较低比特率的信号是否出现。
按照本发明的第四方面，提供一种扩频接收机，用于在任何时间接收具有由第一PN码序列扩展的较高比特率的信号和具有已经被第一PN码序列和第二PN码序列扩展的较低比特率的信号，该较低比特率与第二PN码序列的乘积等于该较高比特率，该接收机包括：一种装置，用于接收和解调扩频信号；第一装置，用于把已解调信号与第一PN码序列相关；第二装置，用于把来自所提及的第一相关步骤中的输出与第二PN码序列相关；以及一种装置，通过检查在所述第一装置的输出中的一个强相关峰值而在所述第二装置的输出中没有相关峰值来确定一个较高比特率信号的出现以及通过检查在所述第一装置的输出中的至少一个弱相关峰值而在所述第二装置的输出中的一个强相关峰值来确定一个较低比特率的信号是否出现。
低比特率(LBR)信道的供应使一则消息能够在噪声存在时被接收，而该噪声足够使高比特率(HBR)信道中断。
使低比特率和第二PN码序列的乘积等于高比特率的一个好处在于恢复各自比特率的信号。由于这个关系，将始终存在由于采用第一PN码序列的第一相关操作所要求的某种程度的相关。在扩频信号为较高比特率的情况下那么一个强峰值被检测到但是如果是在较低比特率的情况下，将检测一个弱相关峰。可是，在后一种情况中，由于第二相关操作的结果，将检测一个强相关峰值。
可以利用一个高平均增益来解扩高数据速率信道以便抑制噪声。通过这种手段，可以实现理论上的最大附加扩展增益的显著比例同时把对硬件和同步时间的影响减到最小。第一和第二相关操作可以在各自的匹配滤波器中进行并且在这些操作的每一个中的运行平均值被输出以便更正确地确定相关峰值的位置。附图说明
现在将参考附图通过例子描述本发明，附图中：
图1是一个扩频传输系统的方框图，
图2是一个级联的码匹配滤波器的方框图，
图3是一个匹配滤波器和一个用于得出运行平均值的电路的方框图，
图4a、4b、4c和4d分别表示对于不同的平均增益(α)和信噪比(SNRs)的RMS输出，
图5是关于HBR信号检测的曲线图，
图6是关于LBR信号检测的曲线图，和
图7表示级联的匹配滤波器比特差错率(BER)与信噪比(SNR)的曲线图，把高低比特率处的各自的性能进行比较。
在附图中，同一参考数字已用于表示相应的特征。最佳实施方案
参见图1，该扩展频谱传输系统包括一个发射机Tx和一个接收机Rx。为了描述方便，将假设该系统操作在2.4 GHz ISM带宽中并且编码的数据信号或者是200 kbps的高比特率(HBR)或者是利用一个9码片PN码序列最初扩展到200kcps的22.22kbps的低比特率(LBR)。
发射机Tx包括一个HBR数据源10，它以200kbps比特的形式产生多个码元。码元转换交换机SW提供那些码元给乘法器12，提供11码片PN码序列的一个第一编码发生器14连接到该乘法器12上。乘法器12的2.2 Mcps输出被提供给GFSK调制器16，GFSK调制器16中的输出在功率放大器18中被放大并且通过天线20传播。
以22.22 kbps比特形式产生多个码元的一个低比特率(LBR)数据源26被耦合到乘法器28上，提供9码片PN码序列的一个第二编码发生器30连接到乘法器28上。通过转换交换机SW提供乘法器28中的200 kcps输出——当切换时——给乘法器12，乘法器12中，乘以由第一编码发生器14提供的11码片PN码序列从而提供一个2.2 Mcps输出。其后，以与扩频HBR信号相同的方式处理该输出。在任一情况下，通过天线24传播的信号蒙受噪声。
在接收机Rx处，传播的信号通过天线32接收并且被传送到RF前端和解调器34。该输出被提供给一个1比特模数转换器36以便被解码，该模数转换器36提供一个2.2 Mcps信号到第一滤波器功能块38中。
在滤波器功能块38中，该2.2 Mcps信号以例如说，因子10过抽样。模块38具有作为HBR时钟信号的一个输入100，即200kHz；和两个输出，就是用于信号检测的输出102，即信号或者低于低门限值、在低和高门限值之间或者超出高门限值，和作为比特输出的输出104，即，较高比特率的解码比特流；
另外一个输入(或输入组)106提供于模块38中，用于提供(a)PN码序列，(b)平均值增益阿尔法(α)，其可以使用范围0＜α＜1中的数值，以及(c)滤波器RMS信号的较高和较低门限值。
第一滤波器功能块38的输出104包括较高(没有被过抽样)比特率的一个信号，其被耦合到第二滤波器功能块40的输入。模块40具有作为LBR时钟信号的一个输入200，即22.22 kHz，和两个输出，就是，用于信号检测的输出202，如果一个信号被相信要出现则该输出为"1"否则它为零，作为比特输出的输出204，即，解码的LBR流。
另外一个输入或输入组206提供于模块40中，用于提供(a)PN码序列，(b)平均值增益alpha(或α)，其可以使用范围0＜α＜1中的数值，以及(c)滤波器RMS信号门限值，超过它信号被认为要出现，给定的最大可能的RMS信号值等于码长，即，9。
图2说明了级联的第一和第二匹配滤波器42、44，用于恢复HBR数据(如果出现的话)或者LBR数据(如果出现的话)。在第一匹配滤波器42的情况下，它包括110级移位寄存器46和110级寄存器48，用于处理十次过抽样的码片流。为了表示方便，移位寄存器46和寄存器48的每一级被表示为由10次级形成的一个宏级。寄存器48的宏级存储该11码片PN码序列。过抽样的码片流被应用到移位寄存器46的输入50中。相应于寄存器46的次级，48被耦合到各自的“异或”门(XOR)52并且它们的输出在总计级54中被总计以便在端子56上提供一个HBR输出。端子56被连接到一个HBR判断级58。级58的输出提供HBR比特或者有效地以HBR码片到包括9级移位寄存器60和一个寄存器62的第二匹配滤波器44上。寄存器60接收来自判决级58中高比特率的码片并且寄存器62存储9码片PN码序列。“异或”门64被耦合到移位寄存器60和寄存器62的相应级的输出上。“异或”门64的输出在总计级66中被总计，总计级66在端子68上提供一个LBR输出。一个LBR判断级70被耦合到该端子68上。级70对出现在输出72上的LBR比特值做出一个硬判决。
操作中，一个码片流以22MHz的过抽样码片速率(假设10次过抽样)进入端子50。在每个抽样被记时到移位寄存器中之后，靠过抽样码完成XOR和附加的操作并且过抽样的高比特率(HBR)输出被传送给一个判决级58，判决级58，对于每一高数据速率比特周期，对相应的高数据速率比特数值进行一个软或硬判决。一个软判决表示实际的滤波器相关值被传送到解扩展的第二级，即，第二匹配滤波器44，同时一个硬判决表示传递给第二级的该数值为比特值±1.有关比特差错率(BER)的软或硬判决的完成将稍后讨论。
已经对高比特率作出判决的判决级58，它的输出被传送给解扩的第二级，在其中高比特率比特输入第二移位寄存器60，以高比特率(没有过抽样)进行记时，利用储存在寄存器62中的第二PN码序列实现XOR和附加操作。在端子68上最后的低比特率输出然后被馈送到LBR判决级70以便对LBR比特值做出一个硬判决。
参考图3和4被描述的一种同步技术以一个高平均增益(接近于1)使用在高比特率上，所以高比特率比特可以以足够的精确度从任何噪声中浮现以便到解扩的下一级(即，第二匹配滤波器44)进行现实的进程。参考图3和4描述的同步技术还可以用于对LBR比特值做出一个硬判决。
参考图3现在将描述在上面指出的同步技术。为了方便，将使用第一滤波器功能块38作为一个示例来描述该技术但是应该理解，第二滤波器功能块40使用第二匹配滤波器44以相同的方式操作。滤波器功能块38包括第一匹配滤波器42和运行平均值电路74。因为第一匹配滤波器42与参考图2描述的相同，为了简短，它将不再被描述。
因为第一码片PN码序列的自相关性质，如果没有噪声，在端子56上的滤波器输出将在一个比特周期之内在储存在移位寄存器48中的本地PN码序列与接收的码序列同步的那一瞬时达到峰值，并且峰值的符号将对应于发射的比特的符号。可是，在噪声存在时，在滤波器输出中的假峰值可能导致错误比特判定，因为实际的同步峰值幅值可能降低同时滤波器输出信号可能在一个比特周期内的其它时间处达到峰值。
运行平均值电路74通过计算RMS滤波器的运行平均值来允许实际的信号从噪声中浮现从而能够获得同步。该计算被总结为如下方程式：χ^in=α*χ^in-1+(1-α)*χ^in]]>
在此，是在第n个数据比特周期中的第i个匹配滤波器输出抽样的绝对值，是在第n-1个数据比特周期结束时相应的第i个抽样运行平均值，和
α是平均增益并且具有0＜α＜1之间的一个数值。通常，作为一个简单的平均值，α＝0.5；而对于一个双速率系统的较高比特率，α为一个接近于1的较高数值。
电路74的一个实施包括：一个多级存储器76，用于在每个位置或寄存器处存储过抽样码片的每个抽样的当前运行平均值。存储器76的每个寄存器被耦合到一个去复用配置78上所以储存的每个抽样可以被连续地读出并通过一个延迟元件90应用到一个计算网络上。处理已经被延迟元件90延迟了的早先抽样的该计算网络，包括第一乘法器80，在其中抽样乘以保存在存储器82中的α以便产生α*χ^in=1]]>。
端子56上的相应输出yi被应用到一个绝对值级57，其提供一个相应的输出χin，在此χin＝absyin，其被应用到第二乘法器84并乘以保存在存储器86中的(1-α)以便产生(1-α)χin。由第一和第二乘法器80、84产生的输出在求和级88中被合并以便产生新的运行平均值并且该新数值被储存，其被应用到多路复用器92上，该多路复用器92立即连接到读出早先的相应运行平均值的寄存器之前的存储器76的寄存器上。
在连续的比特周期期间，执行一个处理来查找的最大值。在一个比特周期开始的时候，储存在第一位置中的数值被作为最大值对待并且下一个数值在比较级94中与第一个进行比较，并且，如果它更大，则它变成新的最大值并且同时该相应的匹配滤波器输出抽样值被储存。此过程继续并且在该比特周期结束之前已知匹配滤波器输出56的抽样对应于最大值yimaxn并且它的符号(正或负)用于对比特数值做出一个硬判决。如果期望进行一个软判决，则在比特最后的数值yimaxn被使用。虽然为下一数据比特存储全部值是必要的，可是没有必要存储全部抽样χin。在一个给定比特周期期间所需要存储的全部是当前的最大值和相应的滤波器输出数值．在比较级94中对yimaxn的判定被输出。
为了确定一个信号是否存在在一个信道中，分别地检查HBR和LBR比特数值判决模块58中的相关峰值的幅值并且设置一个门限值Th2，超出该门限值的一个信号被认为出现。关于图4a到4d的下列说明公开了当在两个解扩级中使用不同的平均值因子时如何可以实现这一点。在图4a到4d中，横坐标表示抽样数而纵坐标分别表示均方根(RMS)相关。各个迹线表示改变平均值增益α和信噪比(SNR)对储存的RMS相关的影响，在图4a的情况下，α＝0.5而SNR=3dB，图4b：α＝0.9375而SNR＝3dB，图4c：α＝0.9375而SNR＝0dB以及在图4d中，α＝0.9375而SNR＝-3dB。这些图的参阅说明对于一个较高的平均增益值α，导致一个较光滑的相关。这些图也说明了随着SNR减小那么相关峰值淹没在噪声层中，其一个平均的相关数值大约为15。
为信号的检测设置门限值Th2因此成为决定可以容忍什么程度的比特差错率的一件事情，因此相应限制SNR和平均增益α以便可接受地获得光滑的RMS相关峰值，其具有超出门限值的一个数值。
为信号检测门限值设置的数值将影响在确认一个信号出现之前需要接收的比特数。图5表示在3dB SNR与α＝0.9375的高比特率RMS相关信号如何随着数据开始到达而从储存的零初始状态发展的。对于迅速的信号检测，设置一个门限值Th1，其安全地超出噪声层但是没有超出太远，例如图5中的～20产生信号检测所需要的6个接收比特。为了确保一个低BER，在此示例中假定为3dB的限制SNR处设置门限值Th2刚好低于最小的稳态峰值高度。然后，如图5所示，如果恶化的SNR低于3dB的话，状态为50的门限值Th2将往向下的方向穿过。参见图7，其将稍后被更详细地描述，当相关峰值超过门限值Th2时，可以期望一个比大约1.0e-3(或10-3)更好的BER，如图5右部所示。
这两个门限值Th1、Th2使接收机能够指示对于高或低数据速率接收信号强度是否足够。通过使用一个存储器来在这两个门限值传递之间的间隔中存储接收的高数据速率比特然后能够实现在高比特率信号上的快速同步而没有高比特率数据损耗。
高比特率信号将还通过在低数据速率处的一个信号检测的继续缺席来指示。图6表示低比特率信号的RMS相关，平均增益α＝0.5，与图5等效。从这张图中，在两个低数据速率比特在给出-1dB的SNR的～1.0e-3的BER处之后，数值为5的信号门限值Th3将导致信号检测(参见图7曲线"F")。信号检测标记的状态将使接收机能够为它自己确定任何接收信号的比特率。
表1表示在可能的信号接收条件下的信号检测标记的状态，同时表2总结了推荐的匹配滤波器参数数值以便在两个比特率处获得1e-3 BER的质量。信号状态高比特率低门限值Th1高比特率高门限值Th2低比特率门限值Th3无信号 0 0 0高比特 优良的BER率信号 差的BER 1 1 1 0 0 0低比特率信号 1 0 1
表1 滤波器参数 高比特率 低比特率 平均值增益α Q.9375 0.5 低信号检测门限值 20 5 高信号检测门限值 50 5 SNR限制dB(BER≈10-3) 3 -1
表2
从监控上述门限值Th1、Th2和Th3中可产生的其他结论是：(a)如果对于高低比特率都有强相关峰值，则该信号是LBR但是也可以是HBR，(b)如果对于高低比特率有一个弱相关峰值而对于低比特率没有相关峰值，则该信号可能是一个差质量的HBR，(c)如果在LBR处执行两个门限值并且如果对于高低比特率都有弱的相关峰值，则该信号有可能的是一个差质量的LBR，和(d)如果没有高比特率相关峰值而有一个强-弱的低比特率相关峰值，则结论是它应该是一个不可能的条件。在结论(a)、(b)和(c)的情况下，一个输出判决可能产生但是它被标记来表示一个低信度的判决。
图7表示通过模拟信噪比(SNR)的函数所获得的BER曲线，在高低比特率分别地被仿真为大约10,000比特。曲线A表示以高数据速率操作的完全同步的匹配滤波器的理想性能。曲线B表示以高数据速率操作的平均增益α为0.5的同步匹配滤波器的性能。曲线C表示以高数据速率操作的没有任何同步的传统匹配滤波器的性能。曲线D表示具有平均增益为0.5的级联的伪随机码匹配滤波器系统的理想性能，其中，第一级滤波器长度为990并且对高数据速率比特没有进行判决。这意味着第二移位寄存器以过抽样的码片速率(22MHz)被记时。这个系统概略地等于一个长度为99的伪随机序列10倍过抽样的解扩处理。曲线E表示一个级联码滤波器的性能，其在高数据速率处具有平均值增益为0.9375而在低数据速率处平均增益为0.5并带有对高数据速率比特的一个软判决。最后，曲线F表示在除了对高数据速率比特进行硬判决之外在LBR软判决的情况下的同一级联码滤波器的性能。
从这些曲线可以看出，当使用低数据速率时在各级之间的硬判决的很简单的硬件实现只支付一个小的-0.5dB报应而可以获得一个4.5dB的优势。虽然这一改善仅仅是理想9码片码的预期可能的9dB的一半，可是应该了解以这样的短码长度，伪随机序列的理想的正交性假设不是很满意的。另外，因为同步处理在一个990长度的移位寄存器上实现太昂贵了，假设理想的正交性如HBR conv和HBR sync曲线的比较中明显看出，事实上仅仅6dB是可用的。
在两者的解扩级中，一个较高的平均增益将导致性能上的小的改善但是引入的数据表示在性能、同步速度和硬件复杂性之间的一个利弊。
关于同步速度，应当指出，在平均值已经生效之前滤波器性能始终等于或超过相等的传统不同步的滤波器。如果噪声很低，那么信号一被接收，正确的数据比特就将浮现，它只需要时间用于RMS滤波器峰值传送门限值，其表示信号的明确检测。
在本说明和权利要求中，元件之前的单词"一个"不排除多个这样的元件的存在。另外，单词"包括"不排除除那些列出的元件或步骤外的其他元件或步骤的存在。
从本公开的阅读中，对本领域的技术人员来说其他修改将是显而易见的这样的修改可以包括扩频系统和因此的元件零件的设计、制造和使用中已经已知其他特征以及可以被使用来代替或在此已经描述的或增加的其他特征。工业实用性
用于短范围民用和商业应用的低成本、低功率扩频系统。