背景技术
近年来，携带电话等陆上移动通信的需要显著增加，为了在有限的频带
确保更多的用户容量，有效地利用频率的技术十分重要。
作为有效地利用频率的多址接入方式之一，CDMA方式引人注目。
CDMA方式是利用频谱扩展技术的多址接入方式，具有不易受到多路径失真
的影响的特征。
在基于CDMA方式的通信中，通过进行RAKE接收，还具有可期待分
集效果。
在基于CDMA方式的通信中，为了解决所谓的远近问题，进行发送功率
控制。发送功率控制基于期望波功率与干扰波功率比(Signal to Interference
Ratio；以下称为SIR)、期望波功率(Received Signal Strength Indicator；以下
称为RSSI)、干扰波功率(Interference Signal Strength Indicator；以下称为ISSI)
等来进行。因此，在接收端高精度地测定SIR、RSSI、ISSI非常重要。
以下，说明进行RAKE接收的现有的无线接收装置。图1表示现有的无
线接收装置的示意结构的主要部分方框图。在图1中，指针1～n由解扩部11、
相位估计部12和相位补偿部13构成。
解扩部11对接收信号进行解扩处理，输出式(1)所示的信号dcorr(l、
m、n)。
dcorr(l，m，n)＝S(l，m，n)+I(l，m，n)
＝S(l，m，n)ej(θ(m，n)+φ(l，m，n))+I(l，m，n)ejv(l，m，n) …(1)
式(1)表示第1号指针的第m时隙、第n号码元的解扩信号。S表示期
望波的振幅，I表示噪声的振幅，θ(m，n)表示调制相位，φ(l，m，n)表示传
播路径的相位变动和发送接收间的相位差之和，ν(l，m，n)表示噪声的相位。
相位估计部12求式(2)表示的相位估计值ξ。
ξ ( l , m ) = 1 N p Σ n = 0 N p - 1 d corr e - jθ ( m , n ) - - - ( 2 ) ]]>
Np表示导频码元的码元数目。相位估计值ξ可以通过校正接收的导频码
元的调制相位部分来求。
此外，如式(3)所示，相位估计部12在对用式(2)求出的相位估计值
在多个时隙(在式(3)中，合计2K时隙)用α加权后进行平均，作为相位
估计值ξ。
ξ ( l , m ) = 1 2 K Σ m ' = m - K + 1 m + K α ( m ' ) ξ ( l , m ' ) - ( 3 ) ]]>
相位补偿部13通过将式(1)所示的解扩信号dcorr和式(2)或式(3)
所示的相位估计值ξ的共轭复数ξ*进行复数乘法，来进行相位补偿。因此，从
各指针1～n输出的信号dcohe如式(4)所示。
dcohe(l，m，n)＝dcorr(l，m，n)ξ*(l，m)
＝|ξ*(l，m)|S(l，m，n)ej(θ(m，n)+φ(l，m，n)-Ψ(l，m))
+|ξ*(l，m)|I(l，m，n)ej(v(l，m，n)-Ψ(l，m)) …(4)
根据式(4)，在进行相位补偿的同时，以平均接收振幅进行加权。
合成部14对式(4)所示的指针1～n的输出信号dcohe进行相加。相加后
的信号drake如式(5)所示。
d rake ( l , m , n ) = Σ l = 0 N L - 1 d cohe ( l , m , n ) ]]>
= Σ l = 0 N L - 1 | ξ * ( l , m ) | S ( l , m , n ) e j ( θ ( m , n ) + φ ( l , m , n ) - Ψ ( l , m ) ) - - - ( 5 ) ]]>
+ Σ l = 0 N L - 1 | ξ * ( l , m ) | I ( l , m , n ) e j ( v ( l , m , n ) - Ψ ( l , m ) ) ]]>
NL表示指针的数目。由于指针1～n的输出信号dcohe已经用平均接收振幅
来进行加权，所以相加的信号drake变成RAKE合成的信号。通过对该RAKE
合成的信号drake用纠错部15进行纠错，来获得接收数据。
RSSI测定部16用RAKE合成后的信号drake根据式(6)来测定RSSI。
RSSI(m)＝|daverage(m)|2
= | 1 N p Σ n = 0 N p - 1 d rake ( m , n ) e - jθ ( m , n ) | 2 - - - ( 6 ) ]]>
式(6)表示第m时隙的RSSI。
平方根运算部17求用RSSI测定部16测定的RSSI的平方根。由此，求
RSSI值。
ISSI测定部18用RAKE合成后的信号drake根据式(7)来测定ISSI。
ISSI ( m ) = 1 N p Σ n = 0 N p - 1 | d rake ( m , n ) - d average ( m ) | 2 - - ( 7 ) ]]>
式(7)表示第m时隙的ISSI。
SIR测定部19通过求RSSI测定部16测定的RSSI和ISSI测定部18测
定的ISSI之比来测定SIR，输出SIR值。
除法部20通过将平方根运算部17的输出除以SIR测定部19的输出来求
ISSI值并输出。
于是，在现有的无线接收装置中，用式(5)求出的信号drake，根据式(6)
来测定RSSI，根据式(7)来测定ISSI。此外，用根据式(6)测定的RSSI
和根据式(7)测定的ISSI来测定SIR。
这里，在现有的无线接收装置中，如式(5)所示，由于RAKE合成后
的信号drake成为以平均接收振幅加权的信号，所以drake的量纲成为2次的量
纲。因此，根据式(6)和式(7)，用根据式(5)求出的drake来进行RSSI
和ISSI的测定时，RSSI的量纲和ISSI的量纲变成4次的量纲。
但是，RSSI和ISSI的量纲必须是原来功率的量纲(即，2次的量纲)。
因此，在现有的无线接收装置中，通过求测定的RSSI的平方根，来使RSSI
和ISSI的量纲与2次的量纲一致。
可是，在上述现有的无线接收装置中，各指针1～n的输出信号dcohe通常
为在各指针中以各自不同的值进行加权的信号。
因此，在上述现有的无线接收装置中，即使通过平方根运算来使RSSI
和ISSI的量纲与功率的量纲一致，也不能正确地测定RSSI和ISSI。此外，
由于用根据式(6)测定的RSSI和式(7)测定的ISSI来测定SIR，所以也不
能正确地测定SIR。因此，在上述现有的无线接收装置中，发送功率控制的
精度变差。
具体实施方式
以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。
(实施例1)
下面用图2来说明本发明实施例1的无线接收装置。图2表示本发明实
施例1的无线接收装置的示意结构的主要部分方框图。
在图2中，指针1～n由解扩部101和相位估计部102及相位补偿部103
构成。
解扩部101对接收信号进行解扩处理。相位估计部102求相位估计值。
相位补偿部103对解扩的信号进行相位补偿。
归一化部104对各指针中求出的相位估计值进行归一化。合成部105将
指针1～n的输出信号相加。
乘法部106将RAKE合成的信号和归一化处理中途求出的规定值相乘。
纠错部107对从乘法部106输出的信号进行纠错。
RSSI测定部108测定RSSI。ISSI测定部109测定ISSI。而SIR测定部
110测定SIR。
下面，说明具有上述结构的无线接收装置的工作情况。首先，解扩部101
对接收信号进行解扩处理，将式(8)所示的信号dcorr(l，m，n)输出到相
位估计部102和相位补偿部103。
dcorr(l，m，n)＝S(l，m，n)+I(l，m，n)
＝S(l，m，n)ej(θ(m，n)+φ(l，m，n))+I(l，m，n)ejv(l，m，n) …(8)
式(8)表示第1号指针的第m时隙、第n号码元的解扩信号。S表示期
望波的振幅，I表示噪声的振幅，θ(m，n)表示调制相位，φ(l，m，n)表示传
播路径的相位变动和发送接收间的相位差之和，v(l，m，n)表示噪声的相位。
接着，相位估计部102求式(9)所示的相位估计值ξ，输出到归一化部
104。
ξ ( l , m ) = 1 N p Σ n = 0 N p - 1 d corr e - jθ ( m , n ) - - - ( 9 ) ]]>
Np表示导频码元的码元数目。相位估计值ξ可以通过校正接收的导频码
元的调制相位部分来求。
此外，如式(10)所示，相位估计部102在对用式(9)求出的相位估计
值在多个时隙(在式(10)中，合计2K时隙)用α加权后进行平均，作为相
位估计值ξ也可以。
ξ ( l , m ) = 1 2 K Σ m ' = m - K + 1 m + K α ( m ' ) ξ ( l , m ' ) - - - ( 10 ) ]]>
接着，归一化部104对各指针的相位估计值进行归一化。归一化部104
用式11来进行归一化，使各指针的相位估计值的大小之和为1。
ξ ' ( l , m ) = ξ ( l , m ) Σ l = 0 N l - 1 | ξ ( l , m ) | - - ( 11 ) ]]>
归一化的相位估计值ξ’被输出到相位补偿部103。
归一化部104将归一化处理过程中求出的式12所示的值β(m)输出到
乘法部106。
β ( m ) = Σ l = 0 N l - 1 | ξ ( l , m ) | - - - ( 12 ) ]]>
接着，相位补偿部103通过将解扩信号dcorr和归一化的相位估计值ξ’的
共轭复数ξ’*进行复数乘法来进行相位补偿。因此，从各指针1～n输出的信号
dcohe如式(13)所示。
dcohe(l，m，n)＝dcorr(l，m，n)ξ’*(l，m)
ξ * ( l , m ) Σ l = 0 N L - 1 | ξ ( l , m ) | { S ( l , m , n ) e j ( θ ( m , n ) + φ ( l , m , n ) ) + I ( l , m , n ) e jv ( l , m , n ) } - - ( 13 ) ]]>
接着，合成部105对式(13)所示的指针1～n的输出信号dcohe进行相加，
如式(14)所示进行RAKE合成。NL表示指针数目。
d rake ( l , m , n ) = Σ l = 0 N L - 1 d cohe ( l , m , n ) ]]>
= Σ l = 0 N L - 1 [ ξ * ( l , m ) Σ l = 0 N L - 1 | ξ ( l , m ) | { S ( l , m , n ) e j ( θ ( m , n ) + φ ( l , m , n ) ) + I ( l , m , n ) e jv ( l , m , n ) ] - - - ( 14 ) ]]>
RAKE合成的信号drake被输出到乘法部106、RSSI测定部108和ISSI测
定部109。
在乘法部106中，将从合成部105输出的信号的各码元与从归一化部104
输出的值β(m)相乘，输出到纠错部107。通过进行该乘法，输出到纠错部
107的信号与上述现有的无线接收装置中输入到纠错部15的信号为相同的
值。
然后，由纠错部107对从乘法部106输出的信号进行纠错。由此，获得
接收数据。
在RSSI测定部108中，用RAKE合成的信号drake根据式(15)来测定
RSSI。式(15)表示第m时隙的RSSI。
RSSI(m)＝|daverage(m)|2
| 1 N p Σ n = 0 N p - 1 d rake ( m , n ) e - jθ ( m , n ) | 2 - - - - - ( 15 ) ]]>
测定出的RSSI被输出到进行发送功率控制等后级的结构部和SIR测定
部110。
另一方面，在ISSI测定部109中，用RAKE合成的信号drake根据式(16)
来测定ISSI。式(16)表示第m时隙的ISSI。
ISSI ( m ) = 1 N p Σ n = 0 N p - 1 | d rake ( m , n ) - d average ( m ) | 2 - - - ( 16 ) ]]>
测定出的ISSI被输出到进行发送功率控制等后级的结构部和SIR测定部
110。
然后，通过SIR测定部110求RSSI测定部108测定出的RSSI和ISSI
测定部109测定出的ISSI之比，来测定SIR。测定出的SIR被输出到进行发
送功率控制的后级结构部。
根据本实施例的无线接收装置，由于用归一化的相位估计值来进行相位
补偿和RAKE合成的加权，所以即使在对接收信号进行RAKE合成的情况下，
也可以用振幅的量纲来获得RAKE合成的信号。因此，根据本实施例的无线
接收装置，可用功率的量纲来测定RSSI、ISSI和SIR，所以即使在对接收信
号进行RAKE合成的情况下，也可以高精度地测定RSSI、ISSI和SIR。
根据本实施例的无线接收装置，由于将用振幅的量纲获得的RAKE合成
的信号和求相位估计值时使用的除数β(m)相乘，所以可以使输入到纠错部
的信号形成与上述现有的无线接收装置中输入到纠错部的信号相同的值。因
此，根据本实施例的无线接收装置，由于可以将进行复杂处理的纠错处理用
现有的方法来进行，所以可以削减装置开发所需的时间和成本。
在本实施例中，归一化部104对各指针的相位估计值用式17进行归一化，
以便各指针的相位估计值的大小之和为NL就可以。
ξ ( l , m ) = ξ ( l , m ) 1 N L Σ l = 0 N l - 1 | ξ ( l , m ) | - - - ( 17 ) ]]>
这种情况下，乘法部106将RAKE合成的信号的各码元和归一化处理过
程中求出的式18所示的值β(m)相乘。
β ( m ) = 1 N L Σ l = 0 N L - 1 | ξ ( l , m ) | - - - ( 18 ) ]]>
于是，通过用式17来进行归一化，可以测定反映了合成的信号数目的
RSSI和ISSI。
(实施例2)
本发明实施例2的无线接收装置具有与实施例1大致相同的结构，不同
处在于将RAKE合成的信号除以归一化前的相位估计值之和。
下面，用图3来说明本发明实施例2的无线接收装置。图3表示本发明
实施例2的无线接收装置的示意结构的主要部分方框图。其中，对于与实施
例1相同的结构附以相同标号，并省略详细的说明。
加法部201求各指针的相位估计值之和。除法部202将RAKE合成的信
号除以相位估计值之和。
下面说明具有上述结构的无线接收装置的工作情况。在相位补偿部103
中，通过将从解扩部101输出的解扩信号dcorr和从相位估计部102输出的相
位估计值ξ的共轭复数ξ’*进行复数乘法来进行相位补偿。因此，从各指针1～n
输出的信号dcohe如式(19)所示。
dcohe(l，m，n)＝dcorr(l，m，n)ξ’*(l，m)
＝|ξ*(l，m)|S(l，m，n)ej(θ(m，n)+φ(l，m，n)-Ψ(l，m) …(19)
+|ξ*(l，m)|I(l，m，n)ej(v(l，m，n)-Ψ(l，m，))
在加法部201中，如式(20)所示，求从相位估计部102输出的相位估
计值ξ之和β(m)，输出到除法部202。
β ( m ) = Σ l = 0 N L - 1 | ξ ( l , m ) | - - - - - ( 20 ) ]]>
在除法部202中，将RAKE合成的信号drake除以相位估计值ξ之和β(m)。
其中，仅对作为RSSI、ISSI和SIR的测定对象的码元进行除法。
由此，RAKE合成的信号成为与实施例中RAKE合成的信号等价的信号。
即，从除法部202输出的信号在用归一化的相位估计值进行了相位补偿后成
为与RAKE合成的信号等价的信号。
根据本实施例的无线接收装置，由于不用归一化的相位估计值对相位补
偿过的信号进行RAKE合成，而将RAKE合成的信号除以归一化前的相位估
计值之和，所以使各指针的结构与上述现有的无线接收装置相同，可以用振
幅的量纲来获得RAKE合成的信号。因此，根据本实施例的无线接收装置，
由于使各指针的结构未改变上述现有的无线接收装置，所以可以高精度地测
定RSSI、ISSI和SIR。因此，根据本实施例的无线接收装置，可以削减装置
开发所需的时间和成本。
根据本实施例的无线接收装置，由于仅对作为RSSI、ISSI和SIR的测定
对象的码元进行除法，所以与实施例1相比，可以削减运算量。
在本实施例中，加法部201也可以如式21所示来求相位估计值ξ之和β
(m)。
β ( m ) = 1 N L Σ l = 0 N L - 1 | ξ ( l , m ) | - - - ( 21 ) ]]>
于是，通过用式21求相位估计值ξ之和β(m)，可以测定反映合成的信
号的数目的RSSI和ISSI。
(实施例3)
本发明实施例3的无线接收装置具有与实施例2大致相同的结构，不同
处在于在用RAKE合成的信号测定了RSSI和ISSI后进行除法处理。
下面，用图4来说明本发明实施例3的无线接收装置。图4表示本发明
实施例3的无线接收装置的示意结构的主要部分方框图。其中，对于与实施
例2相同的结构附以相同标号，并省略详细的说明。
平方计算部301求相位估计值之和的平方。除法部302将测定的RSSI
除以相位估计值之和的平方。除法部303将测定的ISSI除以相位估计值之和
的平方。
下面说明具有上述结构的无线接收装置的工作情况。加法部201求出的
相位估计值ξ之和β(m)被输出到平方计算部301。
在平方计算部301中求β(m)的平方，输出到除法部302和除法部303。
在除法部302中，RSSI测定部108测定的RSSI被除以β(m)的平方。
在除法部303中，ISSI测定部109测定的ISSI被除以β(m)的平方。因此，
RSSI和ISSI被补偿。
根据本实施例的无线接收装置，由于不对用归一化的相位估计值进行了
相位补偿的信号进行RAKE合成，而在用RAKE合成后的信号来测定RSSI
和ISSI后进行除法处理，所以各指针的结构与上述现有的无线接收装置相同，
可以等价于用振幅的量纲来获得RAKE合成后的信号。因此，根据本实施例
的无线接收装置，各指针的结构并不改变上述现有的无线接收装置，就可以
高精度地测定RSSI、ISSI和SIR。因此，根据本实施例的无线接收装置，可
以削减装置开发上所需要的时间和成本。
如以上说明，根据本发明，即使在对接收信号进行RAKE合成的情况下，
也可以高精度地测定接收品质。