具体实施方式
以下，参照附图来详细说明用于实施本发明的优选实施例。
(实施例1)
图1表示本发明实施例1的增益控制装置的结构方框图。如图所示，增
益控制装置包括增益控制放大器101、AD变换器102、平均值计算器103、
收敛系数决定器104、对数运算器105、增益系数决定器106、增益/电压变换
器107、以及DA变换器108。收敛系数决定器104包括比较电路104-A和收
敛系数选择电路104-B，增益系数决定器106包括差分值计算器106-A、乘法
器106-B、加法器106-C、以及延迟器106-D。
该增益控制装置对接收信号的每个码元计算控制电压，进行增益控制放
大器101的控制。
增益控制放大器(以下称为‘GCA’)101根据从后述的DA变换器108
输出的控制电压来放大接收信号。AD变换器102对GCA101中放大的接收
信号进行数字变换，输出到平均值计算器103。平均值计算器103计算从AD
变换器102输出的数字信号的例如0.5码元部分的平均值，将计算出的平均
值输出到收敛系数决定器104中包括的比较电路104-A和对数运算器105。
在比较电路104-A中设定阈值A1和阈值A2。比较电路104-A对从平均
值计算器103输出的平均值用阈值A1和阈值A2来进行阈值判定，将表示该
判定结果的信号输出到收敛系数选择电路104-B。
收敛系数选择电路104-B根据下述的(式1)和(式2)来预先设定收敛
系数B1和收敛系数B2。
0≤收敛系数B1≤1 (式1)
1≤收敛系数B2≤收敛系数上限值 (式2)
收敛系数上限值是根据AD变换器102的位数、收敛目标值、以及阈值
A1等计算的值。通过导出将过大的阶跃信号输入到本实施例的增益控制装置
时的输入输出特性，考虑所述阶跃信号的振幅、采样间隔、控制周期、平均
长度、阈值A1、阈值A2、收敛目标值、以及A/D变换器102的位数来导出
收敛条件，决定收敛系数的值、以及使收敛系数可改变的条件来计算收敛系
数B1和收敛系数B2。所述控制周期是更新控制电压的周期，在本实施例中
为1码元长度。平均化长度是对接收信号进行平均的区间，在本实施例中为
0.5码元长度。所述阈值A2是判断所述平均值在所述AD变换器102中是否
上溢出(消波)的阈值，而所述阈值A1是判断所述平均值在所述AD变换器
102中是否下溢出(消波至0)的阈值，所述收敛目标值是以AD变换器102
的动态范围为1.0时的输入电平。上溢出(消波)指AD变换器102的输出信
号的位数超过预先设定的位数，而下溢出出(消波至0)指由于AD变换器
102的输入信号的电平低，所以将输出信号识别为0。
对数运算器105进行对从平均值计算器103输出的平均值求对数的运算，
将求过对数的平均值输出到增益系数决定器106中包括的差分值计算器106-
A。
在差分值计算器106-A中预先设定作为求对数的平均值的目标的值(以
下称为‘目标值’)。差分值计算器106-A计算从对数运算器105输出的求过
对数的平均值(参照值)和设定的目标值之差(以下称为‘差分值’)，输出
到乘法器106-B。即，差分值计算器106-A检测参照值和目标值的偏差。乘
法器106-B将从差分值计算器106-A输出的差分值与从收敛系数选择电路
104-B输出的收敛系数相乘，将乘法结果输出到加法器106-C。加法器106-C
将乘法器106-B的乘法结果和从延迟器106-D输出的1码元前的增益系数相
加，计算本次的控制定时的增益系数。计算出的增益系数被输出到增益/电压
变换器107和延迟器106-D。延迟器106-D将从加法器106-C输出的增益系
数延迟1码元后输出到加法器106-C。
增益电压变换器107将从加法器106-C输出的增益系数以规定的变换方
式进行变换来生成控制电压，将生成的控制电压输出到DA变换器108。DA
变换器108将来自增益电压变换器107的控制电压进行D/A变换，输出到
GCA101。
下面说明具有上述结构的增益控制装置的工作情况。
接收信号在GCA101中以基于来自DA变换器108的模拟变换的控制电
压决定的放大率被放大，输出到AD变换器102。在AD变换器102中，将放
大的接收信号进行数字变换，输出到平均值计算器103。在平均值计算器103
中，计算数字变换后的接收信号的0.5码元部分的平均值，计算出的平均值
被输出到收敛系数决定器104和对数运算器105。
在收敛系数决定器104的比较电路104-A中，预先设定阈值A1和阈值
A2，在收敛系数选择电路104-B中，预先设定收敛系数B1和收敛系数B2。
在该比较电路104-A中，对从平均值计算器103输出的平均值进行阈值判定，
表示该判定结果的信号被输出到收敛系数选择电路104-B。具体地说，来自
平均值计算器103的平均值进行是否满足下述的(式3)的阈值判定。
阈值A1＜平均值＜阈值A2 (式3)
在收敛系数选择电路104-B中，从比较电路104-A输出的表示阈值判定
结果的信号是满足上述(式3)的信号情况下选择收敛系数B1，而在是不满
足(式3)的信号情况下选择收敛系数B2。这样选择的收敛系数被输出到增
益系数决定器106中包括的乘法器106-B。
在对数运算器105中，对从平均值计算器103输出的平均值求对数，求
过对数的平均值被输出到差分值计算器106-A。
在差分值计算器106-A中，计算作为从对数运算器105输出的求过对数
的平均值和预先设定的目标值之差的差分值，输出到乘法器106-B。在乘法
器106-B中，将从差分值计算器106-A输出的差分值与从收敛系数选择电路
104-B输出的收敛系数相乘，该乘法结果被输出到加法器106-C。在加法器
106-C中，将乘法器106-B的乘法结果与从延迟器106-D输出的1码元前的
增益系数相加，计算本次的控制定时的增益系数。计算出的增益系数被输出
到增益/电压变换器107和延迟器106-D。在延迟器106-D中，将从加法器106-C
输出的增益系数进行1码元的延迟处理，输出到加法器106-C。
在增益电压变换器107中，对来自增益系数决定器106的增益系数根据
下述(式4)进行变换，生成控制电压。
控制电压＝210/(50-(-50))×增益系数+512 (式4)
生成的控制电压被输出到DA变换器108。
在DA变换器108中，来自增益电压变换器107的控制电压根据下述(式
5)进行模拟变换，输出到GCA101。
DA变换器108的输出电压＝(2.0-1.0)×控制电压/210+1.0 (式5)
本实施例的增益控制装置可以通过进行理论计算来设定最佳的参数。具
体地说，在以下所示的条件下，通过将参数设定在以下的范围内，即使在发
生±80db的电平变动的通信路径中，在进行10码元的处理期间，也被认为可
以使接收信号电平相对于收敛目标值收敛在+2.0db以内。
(条件)
AD变换器位数＝6
假设的阶跃信号的振幅＝20～80db
采样间隔＝3.84MHz
控制周期＝1码元
平均长度＝0.3～0.9码元
(参数设定值)
阈值A1＝AD变换器最小值
阈值A2＝AD变换器最大值×0.8
收敛目标值＝AD变换器最大值×0.3
收敛系数B10.3～0.5
收敛系数B21.0～2.8
上述条件因各种因素而变化，可以在理论上进行推导。按照条件的变化
设定的参数也根据该条件的变化而适当变更。例如，在控制周期为1时隙的
情况下，进行10时隙的处理期间相对于收敛目标值被认为是收敛的。
于是，根据本实施例的增益控制装置，由于按照AD变换器102的输出
信号的平均值来选择大小不同的收敛系数，所以可以使AD变换器的输出信
号的功率电平高速收敛到目标值。即，由于在AD变换器102的输出信号远
离目标值的情况下，选择大的收敛系数来使控制电压增大变化，所以可以高
速地接近目标值。另一方面，由于在接近目标值的情况下，选择小的收敛系
数来使控制电压减小变化，所以没有功率电平的发散或振荡，可以高速收敛
到目标值。
以上说明了本实施例的增益控制装置对每个码元计算控制电压来对
GCA101进行控制的情况，但本发明不限于此，也可以对每个任何单位进行
控制。例如，也可以对每个时隙进行控制。
在本实施例中，仅说明了在比较电路104-A中设定阈值A1和阈值A2
这两个阈值的情况，但本发明不限于此，也可以仅设定阈值A1。这种情况下，
比较电路104-A对来自平均值计算器103的平均值进行是否满足下述的(式6)
的阈值判定。
阈值A1＜平均值 (式6)
收敛系数选择电路104-B在从比较电路104-A输出的表示阈值判定结果
信号是满足上述(式6)的信号的情况下选择收敛系数B1，而在是不满足(式
6)的信号的情况下选择收敛系数B2，从而设定收敛系数。
比较电路104-A也可以仅设定阈值A2。这种情况下，比较电路104-A
对来自平均值计算器103的平均值进行是否满足下述的(式7)的阈值判定。
平均值＜阈值A2 (式7)
收敛系数选择电路104-B在从比较电路104-A输出的表示阈值判定结果
信号是满足上述(式7)的信号的情况下选择收敛系数B1，而在是不满足(式
7)的信号的情况下选择收敛系数B2，从而设定收敛系数。
在比较电路104-A中，也可以设定三个以上的阈值。
本实施例的增益控制装置中包括的平均值计算器103具有图2所示的结
构。图2表示本实施例的增益控制装置中包括的平均值计算器103的结构方
框图。
如图2所示，平均值计算器103包括平均电路201、202、以及平方和计
算电路203。平均电路201计算从AD变换器102输出的进行过数字变换的接
收信号的同相分量(I分量)的0.5码元部分的平均值，并输出到平方和计算
电路203。平均电路202计算从AD变换器102输出的进行过数字变换的接收
信号的正交分量(Q分量)的0.5码元部分的平均值，并输出到平方和计算
电路203。平方和计算电路203对从平均电路201和平均电路202输出的各
分量的平均值进行平方，获得该平方后的各分量的平均值之和。然后，将平
方后的各分量的平均值之和作为AD变换器102的输出的平均值输出到收敛
系数决定器104和对数运算器105。
于是，根据上述结构的平均值计算器103，由于在平均电路201、202中
进行平均运算后，在平方和计算电路203中进行平方运算，与先进行平方运
算的情况相比，可抑制减少乘法次数，所以可以降低进行增益控制时的处理
量。此外，与先进行平方运算的情况下相比，通过将平方运算的次数抑制得
少，抑制减少平方处理时的上溢出，所以可以高精度地计算平均值。
平均值计算器103也可以是图3所示的结构。图3表示本实施例的增益
控制装置中包括的平均值计算器103的结构方框图。
如图3所示，平均值计算器103包括平方计算电路301、302、以及平均
电路303。平方计算电路301对从AD变换器102输出的数字变换过接收信号
的同相分量(I)求平方并输出到平均电路303。平方计算电路302对从AD
变换器102输出的数字变换过接收信号的正交分量(Q)求平方并输出到平
均电路303。平均电路303计算从平方计算电路301和平方计算电路302输
出的各分量的平方值的平均值。然后，将计算出的平方值的平均值作为AD
变换器102的输出的平均值输出到收敛系数决定器104和对数运算器105。
于是，根据上述结构的平均值计算器103，由于通过在平方计算电路301、
302中进行平方运算后，在平均电路303中计算平均值，与先计算平均值的
情况相比，可以进一步抑制噪声，所以可以高精度地计算平均值。
平均值计算器103也可以是图4所示的结构。图4表示本实施例的增益
控制装置中包括的平均值计算器103的结构方框图。
如图4所示，平均值计算器103包括平均电路401和平方根计算电路402。
平均电路401分别计算从AD变换器102输出的数字变换过的接收信号的同
相分量(I分量)和正交分量(Q分量)的平均值，输出到平方根计算电路
402。平方根计算电路402计算从平均电路401输出的各分量的平均值的平方
根。然后，将计算出的平方根作为AD变换器102的输出的平均值输出到收
敛系数决定器104和对数运算器105。
于是，根据上述结构的平均值计算器103，由于通过在平方根计算电路
402中获得平均值的平方根，削减用于表示平均值所需的位数，所以可以削
减硬件规模。
平均值计算器103也可以是图5所示的结构。图5表示本实施例的增益
控制装置中包括的平均值计算器103的结构方框图。
如图5所示，平均值计算器103包括平均电路501、加法器502、以及延
迟器503。平均电路501分别计算从AD变换器102输出的数字变换过的接收
信号的同相分量(I分量)和正交分量(Q分量)的平均值，输出到加法器
502。加法器502将从平均电路501输出的平均值和从延迟器503输出的1码
元前的平均值相加。然后，将加法所得的值作为AD变换器102的输出的平
均值输出到收敛系数决定器104和对数运算器105。
于是，根据上述结构的平均值计算器103，由于通过将上次处理定时中
的平均值与本次控制定时的平均值相加来作为AD变换器102的输出信号的
平均值，可以计算不产生平均值计算处理造成的延迟的长区间的平均值，所
以即使发生因高速衰落等造成的接收电平大变动时，也可以高速地进行增益
控制。
(实施例2)
实施例2的增益控制装置检测接收信号的接收电平和其目标值的偏差
(差分值)，根据该检测结果来计算控制电压，并根据计算出的控制电压来控
制放大器的增益。对放大器的增益进行控制的控制电压如下计算：将所述差
分值的对数和基于接收信号的接收电平决定的收敛系数相乘，并通过将该乘
法结果与上次控制时的控制电压相加来计算增益系数，将求出的增益系数变
换成电压的数量级。该收敛系数通过用数字变换时产生上溢出或下溢出出的
采样数进行规定的阈值判定来决定。
即，实施例2与实施例1的不同在于，根据数字变换时产生上溢出或下
溢出的采样数来决定收敛系数。图6表示本发明实施例2的增益控制装置的
结构方框图。在图6所示的增益控制装置中，对于与图1相同的部分附以与
图1相同的标号，并省略其详细的说明。
图6所示的增益控制装置包括：计数器601，在将GCA101中放大的输
入信号进行A/D变换时，对产生上溢出的位数和产生下溢出的位数进行计数；
以及根据所述计数器601的输出信号来决定收敛系数的收敛系数决定器602。
收敛系数决定器602包括比较电路602-A和收敛系数选择电路602-B。
在上述结构的增益控制装置中，GCA101中放大的接收信号在AD变换
器102中被进行数字变换。计数器601在AD变换器102中进行数字变换时，
对一定区间中产生上溢出的位数和产生下溢出的位数进行计数，将计数的各
个位数的合计数输出到收敛系数决定器602中包括的比较电路602-A。
在比较电路602-A中设定阈值A3。比较电路602-A用阈值A3来进行从
计数器601输出的合计数的阈值判定。具体地说，对自计数器601的合计数
进行是否满足下述的(式8)的阈值判定。
合计值＜阈值A3 (式8)
然后，比较电路602-A将表示阈值判定结果的信号输出到收敛系数选择
电路602-B。
在收敛系数选择电路602-B中预先设定收敛系数B1和收敛系数B2。该
收敛系数是与实施例1相同的收敛系数。在收敛系数选择电路602-B中，在
表示从比较电路602-A输出的阈值判定结果的信号是满足上述(式8)的信
号情况下，选择收敛系数B1，而在是不满足(式8)的信号情况下，选择收
敛系数B2。这样选择的收敛系数被输出到增益系数决定器106中包括的差分
值计算器106-A。
于是，根据本实施例的增益控制装置，由于在AD变换器102中进行数
字变换时根据上溢出或下溢出的采样数来选择大小不同的收敛系数，所以可
以使AD变换器的输出信号的功率电平高速地收敛到目标值。即，在AD变
换器102的输出信号远离目标值的情况下，由于选择大的收敛系数来增大变
化控制电压，所以可以高速地接近目标值。另一方面，在接近目标值的情况
下，由于选择小的收敛系数来减小变化控制电压，所以不在目标值的左右无
用地重复，可以高速地收敛到目标值。
(实施例3)
实施例3的增益控制装置检测接收信号的接收电平和其目标值的偏差
(差分值)，根据该检测结果计算控制电压，并根据算出的控制电压来控制放
大器的增益。对放大器的增益进行控制的控制电压如下计算：将所述差分值
的对数和基于接收信号的接收电平决定的收敛系数相乘，并通过将该乘法结
果与上次控制时的控制电压相加来计算增益系数，将求出的增益系数变换成
电压的数量级。该收敛系数通过用接收信号的接收电平进行规定的阈值判定
来决定。
即，实施例3与实施例1的不同在于，根据对接收信号的功率电平原封
不动地进行阈值判定来决定收敛系数。图7表示本发明实施例3的增益控制
装置的结构方框图。在图7所示的增益控制装置中，对于与图1相同的部分
附以与图1相同的标号，并省略其详细的说明。
图7所示的增益控制装置具有根据接收信号电平来决定收敛系数的收敛
系数决定器701。收敛系数决定器701包括比较电路701-A和收敛系数选择
电路701-B。这里所说的接收电平指SIR(Signal to Interference Ratio：信号干
扰比)、RSCP、RSSI、EC/IO、BER(Bit Error Ratio：比特差错率)或BLER
的其中一个。
在上述结构的增益控制装置中，接收信号被输出到GCA101和比较电路
701-A。在比较电路701-A中设定阈值A4。比较电路701-A用阈值A4来进
行接收信号电平的阈值判定。具体地说，对接收信号电平进行是否满足下述
的(式9)的阈值判定。
阈值A4＜接收信号电平 (式9)
然后，比较电路701-A将表示阈值判定结果的信号输出到收敛系数选择
电路701-B。
在收敛系数选择电路701-B中预先设定收敛系数B1和收敛系数B2。该
收敛系数是与实施例1相同的收敛系数。在收敛系数选择电路701-B中，在
表示从比较电路701-A输出的阈值判定结果的信号是满足上述(式9)的信
号情况下，选择收敛系数B1，而在是不满足(式9)的信号情况下，选择收
敛系数B2。这样选择的收敛系数被输出到增益系数决定器106中包括的差分
值计算器106-A。
于是，根据本实施例的增益控制装置，由于根据接收信号电平来选择大
小不同的收敛系数，所以可以使AD变换器102的输出信号的功率电平高速
地收敛到目标值。即，在AD变换器102的输出信号远离目标值的情况下，
由于选择大的收敛系数来增大变化控制电压，所以可以高速地接近目标值。
另一方面，在接近目标值的情况下，由于选择小的收敛系数来减小变化控制
电压，所以不在目标值的左右无用地重复，可以高速地收敛到目标值。
如以上说明，根据本发明，由于根据接收信号的接收电平来选择适合于
高速AGC的收敛系数，所以即使在高速衰落或Compressed Mode(压缩模式)
时的频率切换时，也可以提供不使数字变换过的接收信号的功率电平发散或
振荡，能够高速收敛到收敛目标值的增益控制装置。