声表面波滤波器 【技术领域】
本发明涉及用于带通滤波器的声表面波滤波器(SAW)以及具有这类SAW滤波器的通讯装置。更具体地说，本发明涉及由SAW滤波器部分所提供的SAW滤波器和与在压电基片上SAW滤波器部分电性能连接的SAW谐振器。
背景技术
最新的蜂窝网电话系统，随着用户的数量增加和多种服务的增加，而要使用增加的频率范围。因此，强烈要求能提高SAW滤波器中的通带带宽，SAW滤波器作为带通滤波器广泛地应用于蜂窝网电话的RF级。
另一方面，要求在整个频率频道中蜂窝网电话的灵敏度是均匀的。因此，在通带中的插入损耗的变化必须小。
迄今，纵向耦合谐振器模式的SAW滤波器作为带通滤波器已经广泛地应用于蜂窝网电话的RF级。日本未审查专利申请出版物No.05-183380披露了纵向耦合谐振器模式的SAW滤波器的结构，该结构能够提高通带的带宽而减小插入损耗。在这类SAW滤波器中，三个叉指式换能器(IDTs)设置在具有大的机电耦合系数的64°Y切割X传播的铌酸锂(LiNbO3)基片上，以及IDTs的相邻指电极的中心到中心的距离(间距)设定为λ/4，从而提高了通带的带宽。
然而，在纵向耦合谐振器模式的SAW滤波器中，当增加带宽时，在通带中的插入损耗的均匀性就会下降。
【发明内容】
本发明地目标是针对上述讨论的问题。
根据本发明，所提供的声表面波滤波器(1)包括：压电基片(2)，设置在所述压电基片(2)上的声表面波滤波器部分(101)，以及具有到少一个以声表面波传播方向设置的叉指式换能器(105-101)，和到少一个与声表面波部分(101)以并联方式电性能连接的声表面波谐振器(104，204)，使得声表面波滤波器设置在输入端(121)或输出端(122)和所述的声表面波滤波器部分(101)之间，其中所述的声表面波谐振器(104，204)的谐振点或亚谐振点设置在所述的声表面波滤波器部分(101)的通带内。
本发明的实施例有利于提供具有平衡转换功能SAW滤波器，该滤波器能提高通带内插入损耗的均匀性。同样，即使由于温度变化而引起滤波器性能的变化，在通带内的插入损耗的变化也变化得很小。
采用本发明的SAW滤波器有利于利用SAW谐振器得谐振点和亚谐振点的响应来减小在通带内插入损耗的偏差。
在上述的SAW滤波器中，SAW谐振器的谐振点或亚谐振点与减小SAW滤波器通带内插入损耗的频率一致。采用这种结构，利用谐振点或亚谐振点可以明显地减小通带内插入损耗的偏差。
在上述的SAW滤波器中，在将SAW滤波器的谐振点设置在SAW滤波器部分通带内的情况下，SAW谐振器的Q值可以等于或小于190。采用这种结构，在没有SAW谐振器所引起纹波的影响下，可以明显地减小通带内插入损耗的偏差。
在上述的SAW滤波器中，在将SAW滤波器的亚谐振点设置在SAW滤波器部分通带内的情况下，SAW谐振器可以包括一个IDT和反射器，这种反射器以SAW传播方向设置在IDT两边，以及在IDT和各个反射器之间的叉指电极的中心到中心的距离为[(0.50～0.80)+0.50n]乘以波长(n为-1，0，1，2等)，且该波长由上述IDT的指电极间距所确定。采用这种结构，可以更有效地减小通带内插入损耗的偏差。
采用本发明的SAW滤波器可以还包括一对平衡信号端口和一个非平衡信号断点，从而提供了平衡到非平衡的转换功能。在这种情况下，有可能提供具有平衡到非平衡的转换功能的SAW滤波器，该滤波器可以减小通带内插入损耗的偏差。
本发明也提供了包括作为带通滤波器的上述SAW滤波器的通讯装置。
因此，也有可能获得具有带通滤波器所提供的平衡到非平衡的转换功能的通讯装置，在该装置中，通带内插入损耗高以及由温度变化而引起滤波器特性的变化小。因此，这类通讯装置具有良好的传输和接收特性。
【附图说明】
图1表示说明根据本发明第一实施例的SAW滤波器的平面图。
图2示出了图1所示SAW滤波器的频率与振幅的特性。
图3示出了图1所示SAW滤波器的频率与电压驻波率(VSWR)的特性。
图4表示用于与第一实施例比较而准备的熟悉的SAW滤波器电极结构的平面图。
图5示出了图4所示的熟悉的SAW滤波器的频率与振幅的特性。
图6示出了图4所示的熟悉的SAW滤波器的频率与电压驻波率的特性。
图7示出了当SAW谐振器的一个IDT指电极的数目变化时阻抗特性的变化。
图8表示通过变换SAW谐振器的Q值来变化通带内纹波的出现。
图9表示第一实施例的SAW滤波器改进例的平面图。
图10表示第一实施例的SAW滤波器另一个改进例的平面图。
图11表示说明根据本发明第二实施例的SAW滤波器的电极结构的平面图。
图12示出了应用于第二实施例的SAW谐振器的阻抗特性。
图13示出了通过改变IDT-反射器的间距来改变阻抗特性的例子。
图14示出了通过改变IDT-反射器的间距来改变阻抗特性的另一个例子。
图15表示说明根据本发明第三实施例的SAW滤波器的电极结构的平面图。
图16表示第三实施例的SAW滤波器改进例的平面图。
图17表示第三实施例的SAW滤波器另一个改进例的平面图。
图18表示第三实施例的SAW滤波器又另一个改进例的平面图。
图19表示说明采用根据本发明所构成的SAW滤波器的通讯装置的方框图。
【具体实施方式】
以下将结合附图通过推荐实施例来详细讨论本发明。
(第一实施例)
图1是说明根据本发明第一实施例的SAW滤波器1的平面图。在以下实施例中，在个人蜂窝网(PCS)传输滤波器的范围内来讨论SAW滤波器。
在本实施例中，采用由40±5°Y切割X传播铌酸锂(LiTaO3)基片制成的压电基片2。在压电基片2上，由铝(Al)电极制成纵向耦合谐振器模式SAW滤波器部分101，和SAW谐振器102，103，和104。SAW谐振器102和103以相互串联的方式连接在SAW滤波器部分101和输入信号端口121之间。SAW谐振器104与SAW滤波器部分101相并联。即，SAW谐振器104连接在输入端口和接地端口之间。
在SAW滤波器部分101中，IDT 105，106，和107以SAW传播方向设置，以及制成反射器108和109使得反射器将IDT 105，106，和107夹在中间。
中间的IDT 106的一端与输出端口122相连接，而它的另一端口与地电位相连接。IDT 105和106的一个端口通过SAW谐振器102和03与输入端口121相连接，而它们的利益端口与地电位相连接。
为了简化讨论的目的，在图1中仅仅显示了较少数量的指电极。以下显示了SAW滤波器部分101的指标(其中，在圆括号中的数目表示窄间距指电极的数目，以及由窄间距指电极所确定的波长由λI2表示，而由正常间距指电极所确定的波长由λI1表示)：
IDTs 105，106，和107的叉指长度W：60.6λI1，
IDT 105的指电极数目：29(4)，
IDT 106的指电极数目：(4)44(4)，
IDT 107的指电极数目：(4)29，
IDT波长λI1：2.06μm，
IDT波长λI2：1.88μm，
反射器波长λR：2.07μm，
反射器的指电极数目：100，
IDT间距(中心到中心)y：0.50λI2，
IDT-反射器间距：0.50λR，
负载(对IDT和反射器而言)：0.60，和，
电极厚度：0.080λI1，
SAW谐振器102的详细设计如下：
叉指长度W：49.1λ，
IDT指电极数目：401，
波长λ(对IDT和反射器而言)：2.04μm，
反射器的指电极数目：30，
IDT-反射器间距：0.50λ，
负载(对IDT和反射器而言)：0.60，和，
电极厚度：0.080λI1，
SAW谐振器103的详细设计如下：
叉指长度W：40.6λ，
IDT指电极数目：241，
波长λ(对IDT和反射器而言)：1.97μm，
反射器的指电极数目：30，
IDT-反射器间距：0.50λ，
负载(对IDT和反射器而言)：0.60，和，
电极厚度：0.084λ，
SAW谐振器104的详细设计如下：
叉指长度W：2.5λ，
IDT指电极数目：31，
波长λ(对IDT和反射器而言)：1.99μm，
负载(对IDT和反射器而言)：0.60，和，
电极厚度：0.083λ。
本实施例的SAW滤波器的频率与振幅特性如图2所示，频率与电压驻波率(VSWR)特性如图3所示。
为了比较，准备了图4所示的SAW滤波器501。SAW501的结构类似于图1所示的SAW滤波器的结构，除了没有提供SAW谐振器104。SAW滤波器501在下文中将作为熟悉SAW滤波器的一个例子。
SAW滤波器501的频率与振幅特性如图5所示，频率与电压驻波率(VSWR)特性如图6所示。
在图2和图5中，虚线部分显示了阻抗特性且将在阻抗特性的插入损耗放大到垂直轴右边所示意的刻度。在图3和图6中，S11和S12分别被设定为输入VSWR和输出VSWR。
从图2和图5中可以看到，与SAW滤波器501相比，本实施例SAW滤波器通带内插入损耗的变化要小得多，从而改善了插入损耗的均匀性。更确切地说，在PCS传输滤波器的1930MHz到1990MHz的频率范围内，SAW滤波器501的通带内插入损耗的偏差为0.81dB，而本实施例的SAW滤波器的通带内插入损耗的偏差为0.48dB。即，阻抗特性提高了0.33dB。
本实施例的通带内最小插入损耗大于SAW滤波器501的最小损耗说0.55dB。采用小的插入损耗，即使在通带内的插入损耗偏差在室温下是小的，但随温度的变化它会增加。在本实施例中，由于在通带内的最小插入损耗是较大的，所以通带内插入损耗的偏差会小于熟悉的SAW滤波器501的，即使根据温度变化而变化的频率—与—振幅特性。
由于这一优点，因此，与众所周知SAW滤波器501相比，本实施例的通带内插入损耗的偏差能够降低。
在本实施例中，与SAW滤波器501相比，通带的带宽并没有明显地变化。另外，图3和图6显示了本实施例的通带内最大VSWR类似于众所周知SAW滤波器501。
即，在本实施例中，SAW谐振器104，其谐振点在SAW滤波器部分的通带内，它与SAW滤波器部分相并联。因此，在没有减小通带带宽和VSWR的条件下，通带内插入损耗的偏差能够减小。
以下，参照图7来讨论本发明的基本原理。
在本实施例中所使用的多个SAW谐振器104是为了能将IDT的指电极数目变化到201，141，81，和21而并不改变其它的设计参数。这类SAW谐振器的阻抗特性如图7所示。
在SAW谐振器的阻抗特性中出现了谐振点fr和反谐振点fa。通过减少SAW谐振器的IDT指电极的数目，就能减小SAW谐振器的Q值，且谐振点fr和反谐振点fa的峰值就会变得平坦些，如图7所示。通过减少IDT指电极的数目，也使得整个阻抗特性会移向更高的阻抗范围。另外，当IDT指电极的数目设置为21时，在阻抗特性中就不会明显地出现反谐振点fa，而仅仅只有谐振点fr清楚地出现。因此，除了谐振点fr以外，阻抗实质上变得均匀的。
即，通过减少IDT指电极的数目，SAW谐振器可作为电阻器使用，它的电阻在一个频率下可变得很小而在其它频率下却是恒定的。通过适当地设定IDT指电极数目的参数也就能够得到这样的阻抗特性。
在本实施例中，上述讨论的SAW谐振器与SAW滤波器部分相并联，并且最好频率能对应于最小阻抗，即，SAW谐振器的谐振点fr实质上是与SAW滤波器部分的插入损耗变化到最小的频率相一致。采用这样的结构，通带内的插入损耗会有所增加，且在整个通带内的插入损耗的偏差能够明显改善。
由于SAW谐振器的阻抗移向了更高的阻抗范围，所以在通带内的VSWR和通带的带宽不会反过来受到影响的。
从上述的讨论中可以看到，要求与SAW滤波器部分并联的SAW谐振器具有比众所周知SAW谐振器更小的Q值。如果Q值足够大的话，在通带内会出现纹波，这会增加通带内插入损耗的偏差。如果采用变化Q值来设计参数的话，就必须考虑各种各样的因素，例如，指电极的数目，反射器或IDT的金属镀的比率，电极的厚度，以及电极的材料。因此，在一些特殊的情形下，就不能确定出所有因素的最佳范围。
另外，通过校对由Q值变化而引起纹波的变化，在确定约束纹波的影响的同时，在Q值最佳范围内的通带内插入损耗能够减小。其结果如图8所示。在图8中，垂直轴表示了纹波水平，它指示了在SAW滤波器的通带中心出现SAW谐振器纹波所引起的衰减—与—频率特性中的垂度。
从图8中可以看到，当SAW谐振器的Q值等于或小于190时，在0.81dB或低于0.81dB的范围内包含着纹波，这等于在众所周知SAW滤波器501插入损耗的变化。即，为了减小众所周知SAW滤波器501插入损耗的偏差，与众所周知SAW滤波器501相比，通过利用与纵向耦合谐振器模式的SAW滤波器并联的SAW谐振器的谐振点，SAW谐振器Q值应该设置等于或小于190。
虽然在第一实施例中，只有SAW谐振器104与SAW滤波器部分101相并联，但是多个SAW谐振器可以与SAW滤波器部分101相并联。图9说明了第一实施例的改进模式，在该模式中，SAW谐振器104和另外的SAW谐振器104A与SAW滤波器部分101相并联。在该改进模式中，SAW谐振器104和104A总的Q值应该等于或小于190。
图10说明了第一实施例的另一个改进模式，在该模式中，SAW谐振器104C与SAW滤波器104相串联，随后与SAW滤波器部分101相并联。同样，在该改进模式中，SAW谐振器104和104C总的Q值应该等于或小于190。
SAW谐振器与SAW滤波器部分相并联的结构是众所周知的，正如日本未审查专利申请出版物No.7-030366中所披露的。然而，在这类结构中，将SAW谐振器与SAW滤波器部分相并联的原因是为了能在不增加通带内插入损耗的条件下提高除了通带以外范围内的衰减。因此，与SAW滤波器部分相并联的SAW谐振器的谐振点设置为与除了能增加衰减的通带以外范围内的频率相匹配，且反谐振点可定位在通带内。
与之相反，在本发明的实施例中，从减小通带内插入损耗的偏差的观点出发，将SAW谐振器与SAW滤波器部分相并联。因而，正如以上所申明的，并联SAW谐振器的谐振点可设置在通带内，最好谐振点实质上能与减小通带内插入损耗的频率相一致。这就增加了在一端的插入损耗，但减小了在另一端通带内的插入损耗的变化。因此，应该注意到：本发明实施例的目的和结构总是不同于众所周知SAW滤波器的目的和结构，在该结构中，SAW谐振器是与SAW滤波器部分相并联的。
另外，只要求少量的并联连接SAW谐振器的IDT指电极，且能够使用较小的SAW谐振器。因此，能够在不改变整个SAW滤波器的尺寸条件下渐现通带内插入损耗的偏差。
(第二实施例)
图11是说明根据本发明第二实施例SAW滤波器的电极结构的平面图。正如第一实施例的SAW滤波器那样，在第二实施例的SAW滤波器中，采用了40±5°Y切割X传播的LiTaO3(铌酸锂)基片，但没有显示，而电极设置在该基片上。图11显示了第二实施例SAW滤波器的电极结构类似于第一实施例，除了与SAW滤波器部分101相并联的SAW谐振器204的结构。更确切地说，在SAW谐振器204中，反射器123和124分别设置在IDT 120的左边和右边。第二实施例的其它性能类似于第一实施例，因此，与第一实施例所相同的元件采用相同的数目来指示，且忽略它们的举例。
除了SAW谐振器204以外的，第二实施例的元件的详细设计的结构类似于第一实施例。SAW谐振器204的详细设计如下：
叉指长度W：2.5λ，
IDT指电极数目：101，
波长λ(对IDT和反射器而言)：2.09μm，
反射器的指电极数目：10，
IDT-反射器间距x：0.70λ，
负载(对IDT和反射器而言)：0.60，和，
电极厚度：0.083λ，
图12说明了SAW谐振器204的阻抗特性。从图12中可以看到：在SAW谐振器204的阻抗特性中，除了谐振点fr和反谐振点fa以外，还产生了亚谐振点fc。将亚谐振点fc基本匹配在能减小通带内插入损耗的频率上，于是就能有所增加通带内的插入损耗，从而，进一步减小了通带内插入损耗的变化。在第二实施例中，因为谐振点fr的影响，所以在通带以外范围内的衰减，例如，在比通带低的范围内，能够有效地提高。
正如以上所讨论的，SAW谐振器的亚谐振点能够采用反射器123和124来产生。通过变化在IDT和反射器之间指电极的间距能够调整频率位置和亚谐振点fc的水平。图13说明了当IDT-反射器的间距x从0.5λ变化到0.7λ时的阻抗特性。图14说明了当IDT-反射器的间距x从0.80变化到1.00λ时的阻抗特性。
图13和图14示出了通过将IDT-反射器的间距x从0.50λ变化到1.00λ，使得亚谐振点fc的水平降低以及移向谐振点fr的情况。如以上所讨论的，通过变化IDT-反射器的间距x，能够调整亚谐振点的频率位置和水平。
然而，如果亚谐振点的水平过高，通带内的插入损耗的变化会不利增加。因此，IDT-反射器的间距x最好能设置在亚谐振点fc足够高以减小插入损耗的的范围内，例如，0.50λ到0.80λ的范围。
当IDT-反射器的间距x增加到1.00λ时，谐振点fr变得不见了，而亚谐振点fc会变成谐振点，以及还会产生另一个亚谐振点fd。当IDT-反射器的间距x进一步增加到1.10λ，1.20λ等，亚谐振点fd会以类似于亚谐振点fc的方式变化。当IDT-反射器的间距x增加到1.50λ时，会产生另外的亚谐振点。因此，IDT-反射器的间距每间隔0.50λ，就能获得亚谐振点所提供的优点，于是，IDT-反射器的间距x的最佳范围是[(0.50λ～0.80λ)+0.5n]乘以λ(其中，n为-1，0，1，2，以及其它等)。
在第二实施例中，变化IDT-反射器的间距，以调整频率位置和亚谐振点的水平。然而，可以采用另一种方法，例如，可以将IDT分成两个或更多个IDT部分，且可以调整在相邻划分后IDT部分的指电极之间的间距。另外，可以将反射器分成两个或更多个反射器部分，且可以调整在相邻划分后反射器部分的指电极之间的间距。另外，在IDT和反射器之间少量指电极的间距或负载可以不同于其它指电极，从而调整亚谐振点的频率位置和水平。
(第三实施例)
图15表示说明根据本发明第三实施例SAW滤波器的电极结构的平面图。
第三实施例SAW滤波器的结构类似于第一实施例，除了纵向耦合谐振器模式的SAW滤波器部分101的中心IDT 106与一对平衡信号端口301和302相连接。通过将SAW滤波器部分101的中心IDT106与一对平衡信号端口301和302相连接，便提供了具有平衡—非平衡转换功能的SAW滤波器，其中，输入端121作为非平衡信号端使用以及平衡信号端301和302。
因此，第三实施例以类似于第一实施例的方法构成，除了提供了平衡—非平衡转换功能。于是，根据第三实施例，有可能提供具有平衡—非平衡转换功能且具有小的通带内插入损耗的偏差的SAW滤波器。
在第三实施例中，SAW滤波器部分101的中心IDT 106与一对平衡信号端301和302相连接，如图15所示。然而，正如图16所示的，外部电极IDT 105和107也可以与平衡信号端301和302相连接。另外，正如图17所示，外部电极IDT 105和107也可以分别与平衡信号端301和302相连接。在图17中，SAW谐振器305串联在IDT 105的一端和平衡信号端301之间，而SAW谐振器305A侧串联在IDT 107的一端和平衡信号端302之间。
在另一改进结构中，如图18所示，SAW滤波器部分101和另一个SAW滤波器部分101A可以相互并联在一起，且可以分别与一对平衡信号端301和302相连接。在图18所示的结构中，SAW谐振器305和305A分别串联在SAW滤波器部分101和101A的中心IDT 106与平衡信号端301和302之间。图16，17，和18所示的改进结构的其它性能类似于第三实施例，于是也能够减小通带内插入损耗的偏差。因此，正如第三实施例那样，有可能提供具有平衡到非平衡转换功能的SAW滤波器。
在第一到第三实施例中，都采用了40±5°Y切割X传播的LiTaO3(铌酸锂)基片作为压电基片使用。然而，在本发明中，压电基片并不局限于上述类型的材料，例如，64o-72oY切割X传播的LiTaO3(铌酸锂)基片或41°Y切割X传播的LiTaO3(铌酸锂)基片都可以使用，在这种情况下，也能够获得类似于上述实施例所获得的优点。
虽然，在第一到第三实施例中，采用了具有三个IDT的纵向耦合谐振器模式的SAW滤波器部分，但是也可以采用具有更多些IDT或更少些IDT的纵向耦合谐振器模式的SAW滤波器部分。SAW滤波器部分并不局限于纵向耦合谐振器模式的类型，也可采用长度耦合谐振器模式的类型或横向模式的类型。
在第一到第三实施例中，除了SAW谐振器104以外，还使用了与SAW滤波器部分101相串联的SAW谐振器102和103。然而，并没有提供串联的SAW谐振器。即，设置到少一个并联的SAW谐振器就足够了，且SAW谐振器的谐振点定位在SAW滤波器的通带内。
图19是说明由采用本发明的SAW滤波器所提供的通讯装置的方框图。
在图19中，双工机162与天线161相连接。SAW滤波器164和放大器165构成了RF级，连接在双工机162和接收边的混频器163之间。IF级的SAW滤波器169与混频器163相连接。同时，放大器167和SAW滤波器168构成RF级，连接在双工机162和发射边的混频器166之间。
根据本发明实施例所构成的SAW滤波器适用于在上述结构的通讯装置160中用作SAW滤波器164或168。