发送和接收FM带内信道上 数字音频广播的方法和设备 【技术领域】
本发明涉及发送和接收数字数据的方法和设备，尤其涉及在数字音频广播系统中使用的方法和设备。
背景技术
数字音频广播(DAB)是优于现有模拟广播格式，能提供数字品质音频的媒体。在数字调制信号与现有的广播模拟AM或FM信号共存的场合，能以混合格式发送AM和FM的DAB信号，或者在没有模拟信号时，以全数字格式发送。带内信道上(IBOC)DAB系统不需要新的频谱分配，因为每个DAB信号都是在现有AM或FM信道分配的相同频谱屏蔽内同时被发送的。在播送设备向其收听者的当前台输出数字品质的音频的同时，IBOC DAB提高了频谱效率。
一种混合FM IBOC DAB信号将模拟的调制载波与多个正交频分复用(OFDM)的副载波复合，这些副载波位于距FM中心频率约129kHz至约199kHz的范围内，上下频谱均为模拟的调制主FM载波所占用。全数字的IBOC DAB系统抑制模拟的调制主信号，而保留了上述副载波，并在距FM中心频率大约100kHz至大约129kHz地范围内增加了附加副载波。这些附加副载波能发送备份信号，用于如果发生主要的、或核心信号丢失的情况时，在接收机上产生输出。
高品质立体声编译码算法的发展表明，在速率象96kbps这样低的虚拟-CD立体声品质是实用的。IBOC不需要新的频谱分配，因为每个DAB信号都在现有的分配的相同频谱屏蔽内同时被发送。通过功率电平和频谱占用，IBOC DAB被指定为对模拟无线电收听者是透明的。在播送设备向其收听者的当前台输出数字品质的音频的同时，IBOCDAB提高了频谱效率。
IBOC DAB信号受制于邻信道的干扰，或者同信道模拟传送的干扰。因此有必要提供一种即使是在多广播站，强信号的城市市场中，仍能容忍这些干扰，并能同时以降低了的符号率传送数字信息的IBOCDAB系统。
【发明内容】
一种在DAB系统中的数据传送方法，包括以下步骤，提供多个正交频分复用的副载波，副载波包括数据副载波和参考副载波。用代表要发送信息的数字信号调制数据副载波。用定时比特序列调制参考副载波，其中定时比特序列包括明确的块同步码字，并且含有块同步码字的比特数少于所述定时序列中的比特数的一半。之后，发送正交频分复用的副载波。还包括接收机，其差分检测块同步码字，以及用块同步码字对代表要传送信息的数字信号进行相关检测。
【附图说明】
图1是混合FM IBOC DAB信号的频率分配和信号分量的相对功率谱密度的示意图；
图2是全数字IBOC DAB信号的频率分配和信号分量的相对功率谱密度的示意图；
图3是根据本发明的FM IBOC DAB信号的上边带的频率分配示意图；
图4是根据本发明的FM IBOC DAB信号的下边带的频率分配示意图；
图5是本发明优选实施例中使用的BPSK定时序列的示意图；
图6是在数字音频广播系统中使用的，能发送依本发明格式化的信号的发射机的方框图；
图7是在数字音频广播系统中使用的，能接收依本发明格式化的信号的接收机的原理框图；
图8示出了在图7接收机中使用的信道状态估计技术的方框图。
【具体实施方式】
参考附图，附图1示出了根据本发明的混合FM IBOC DAB信号10的频率分配(频谱位置)和信号分量的相对功率谱密度。混合格式包括常规的FM立体声模拟信号12，其功率谱密度用位于信道中心频率带部分16中的三角形14表示。典型模拟FM广播信号的功率谱密度(PSD)是与中心频率成斜率为约-0.35dB/kHz的近似三角形。多个数字调制的、被均匀间隔的副载波位于模拟FM信号上边带18和下边带20的任一边上，并与模拟FM信号同时被发送。所有载波均以低于美国联邦通信委员会所确定的信道屏蔽22的功率电平被发送。附图1中的纵轴表示峰值功率谱密度，不同于更常见的平均功率谱密度特征。
典型FM广播信号的功率谱密度(PSD)在dB上是与中心频率成约为-0.36dB/kHz斜角的近似三角形。如果存在第一相邻FM信号，该信号将集中在200kHz的间隔上。
总FM功率可通过对三角形的功率谱密度积分获得。Ptotal=∫-∞∞Ppeak·10-0.36·|f|/10·df=24.12747·Ppeak,]]>或者Ppeak_dB-13.8dB。
如附图1所示，理想的三角形FM功率谱密度的峰值位于比总的载波功率参考电平(0dBc)低13.8dB的位置上。FM频谱每边上的DAB功率电平位于比总FM功率低25dB的位置上(该-25dBc是可调的以适应特定的干扰情况)。可以计算1kHz带宽内的DAB密度。DAB信号的功率谱密度近似于总功率(-22dB)除以其带宽(140kHz)。
PSDDAB＝-22-10·log(140)＝-43.46dBc/kHz
基准混合DAB系统在主FM频谱的上下各有191个副载波。每个DAB副载波采用QPSK调制。同相和正交脉冲形状是在边界处成锥形的根升余弦(root raised cosine)(剩余时间＝7/128)以抑制频谱旁瓣。尽管该脉冲波形相对矩形波脉冲的吞吐容量减少了5.2％，但改善了多径性能并减少了因此而产生的频谱旁瓣，降低了干扰。基准FMIBOC设计中，在主FM信号的每边布置了191个OFDM副载波，占用了距主FM中心频率大约从129kHz至199kHz的频谱。
混合信号的数字调制部分是将以全数字IBOC DAB格式发送的全数字DAB信号的子集。附图2示出了以标号24示出的、推荐的全数字FM DAB格式中的频谱位置和相对OFDM数字副载波的信号功率谱密度电平。用可选的附加OFDM副载波组，即位于中心频带28内的扩展全数字信号26，代替附图1中的模拟FM信号。同样，均匀间隔的OFDM副载波位于上边带30和下边带32中。附图2中的全数字格式的边带比附图1中的边带要宽。此外，全数字IBOC信号边带的功率谱密度电平设置成比混合IBOC边带中所容许的功率谱密度电平高大约10dB。这提供了具有显著性能优势的全数字IBOC信号。另外，扩展全数字信号的功率谱密度要比混合IBOC边带的功率谱密度低大约15dB。这在提供其他数据服务的附加容量的同时，能最小化或消除对相邻混合或全数字IBOC信号的任何干扰问题。
附图3是根据本发明的FM IBOC DAB信号的上边带的信号分量的位置示意图。每一边带上的总DAB功率设置为相对主FM功率的大约-25dB。单独的OFDM副载波采用344.53125Hz(44100/128)的QPSK调制，并且在施加脉冲成型后(用具有7/128剩余时间的根升余弦时间脉冲作为保护时间)以大约363.3728Hz(44100*135/8192)正交间隔开。从FM中心频率的零点至400kHz带宽边界上的正或负550的位置上标记可能的副载波。外部的指定副载波位于正或负的198402Hz的正或负546位置上。基准系统内部的载信副载波位于具有正或负129361Hz的正或负356位置上。每个边带中的参考副载波是位置356至546的被间隔开的19个副载波。这些参考副载波用于建立其他载信副载波相关检测时的相位参考。参考副载波还用于帧同步和信道状态信息(CSI)估计。
副载波356至507传送约96kbps的信息。副载波508至545传送附加24kbps的信息比特，以在FM信号的每边生成有效编码速率R＝4/5。在基准系统中，为了降低不适当滤波的接收机所带来的噪声，在大约114kHz±15kHz的范围内避免布置数字调制副载波。但播送设备具有可选择利用这部分频谱以改善数字音频信号的鲁棒性和/或提供附加数据广播容量的选项。如果播送设备避免了FM信号的立体声操作时，该选项将变得有吸引力。
附图3中的上边带30包括对应副载波频率101,381kHz至198,765kHz的载信副载波280至546。副载波546为参考副载波。示出的上边带被分为几个组34，36，38和40。组34代表主信道，并包括副载波356至507。主信道副载波被用于以编码算法的数据比特图形，以至少96kbps速率发送要广播的节目内容。主信道包括备用的和辅助的数据。占用副载波位置508至545的第二载波组36用于发送奇偶校验位。这些副载波比位于距信道中心更近的副载波更容易受到干扰的破坏。所以，将最不重复使用的编码比特放在OFDM副载波的外侧。不重复使用的比特对复合码的自由距离或编码增益贡献最小，并且其对于编码的纠错能力也最不重要。因此，用最容易受到干扰影响的副载波传送这些不重复使用的比特。
在本发明的全数字的实施例中，使用另一个副载波组38传送奇偶校验位或可选数据。如果将中心频带中的模拟信号按比例去掉，比如去掉立体声的信息，可将该副载波组用于混合型的实施例中。副载波组40包括副载波位置280至317，并且在全数字的实施例中用于以更低的传输速率，比如24kbps，传送节目内容的延时备份。该组中的副载波不能用于混合型的实施例，除非进一步地按比例去掉非模拟基带信号。在全数字的实施例中，如果在主信道中传送的信号丢失的情况下，组40中的副载波将提供数据。位置546上的副载波表示参考信号42。将DAB上边带中每19个副载波为一组分成多个副载波组44，其中每组的副载波0为参考副载波。
附图4中示出了下边带中的副载波位置，代表上边带格式中的副载波位置的镜像，但具有负的标记和频率。下边带主信道46包含了从位置-356至-507上的副载波、并用该主信道46传送同上边带主信道中所传送的相同的节目内容，只是采用了与截位卷积编码互补的码。以与上边带的组36，38和40中的副载波相同的方式使用组18，50和52中的副载波。用位置546上的副载波发送参考信号54。将DAB下边带中每19个副载波为一组分成多个副载波组56，其中每组的副载波0为参考副载波。
两个边带中的副载波都使用正交频分复用，并采用补充截位卷积码(CPC)进行FEC编码。CPC编码为现有技术，例如可参见S.Kallel在1995年6月在IEEE 43卷第6号广播学报第2005页至2009页上刊登的文章℃omplementary Punctured Convolution(CPC)Codes andTheir Applications”。在全数字或混合型系统中的96kps主信道格式都是相同的。该主信道在DAB的两个边带上的主信道都采用CPC编码，因此产生了1/2码率的CPC码。
在混合型和全数字系统中，副载波508至545(上边带和下边带)或者发送CPC码的附加奇偶校验位，或者发送数据。此处奇偶校验位的发送分别将每个边带上的主信道的FEC码速从R＝1/2改变为R＝2/5或R＝4/5。当出现相邻信道的FM干扰时，这些外部的OFDM副载波最容易被破坏，但上下边带上的干扰是独立的。由于FM广播信号的功率谱密度是近似三角形，因此当OFDM副载波靠近第一相邻信号的频率时，干扰就会增加。当发送奇偶校验位时，需要专门特制的编码和交织以处理这种不均匀的干扰，从而使信息通信健壮。
上边带的组38中的副载波318至355和下边带的组50中的副载波-318到-355能传送CPC码的附加奇偶校验位或传送数据。该选择在混合型的系统中是可选的，但在全数字的系统中则是强制性的。此处奇偶校验位的发送分别将每个独立DAB边带上的主信道的FEC的码率从R＝1/2改变为R＝2/5或R＝4/5。如果在区域318至355和508至545(以及对应的下边带中的副载波)都传送奇偶校验位，那么在每个独立DAB边带上的总码率为R＝1/3或R＝2/3。
全数字系统将利用上边带组40中的副载波280至317和下边带组52中的副载波-280到-317，传送主信道中的更低数据速率的数据方案，例如24kbps嵌入码。使用时间分集对这些低速率的备份数据延迟以提高性能。全数字系统的该备份数据代替了混合系统的模拟FM的混合，其在1997年10月9日提交的共同待审的美国专利08/947,902，发明名称“A System And Method For Mitigating Intermittent InterruptionIn An Audio Radio Broadcast System”中进行了描述。当主信道的数据遭到破坏时，备份数据能临时填补音频段。由于备份数据包含了嵌入的主信道数据比特的子集，因此备份能为主信道提供附加误差防护。
在全数字的实施例中，标记-279至279(位于附图2中的中心频带28内)的副载波可被用作扩展DAB容量的选项。在没有编码的时候，该扩展带宽的信道比特速率大约为384kbps。因为这个带宽的一半可能被第一相邻DAB信号所破坏，因此应在每半个扩展带宽上施加CPC FEC编码技术，即副载波1至279可传送与副载波-1到-279相同的信息。这样，不管是其中哪一半被破坏，在剩下的一半始终有2/3速率的互补码。在这种情况下，经过1/3速率编码后的信息容量大约为128kbps。
扩展全数字频带只受第一相邻的混合型或全数字干扰信号的干扰。在目前所保护的轮廓准则下，第一相邻干扰信号的最大电平，相对主站为-6dB。如果该第一相邻干扰信号为全数字的IBOC，则干扰信号能达到比扩展频带的电平的一半高14dB。当干扰信号的频率谱密度与扩展频带信号的电平相同时，扩展频带开始对编码增益起积极的贡献。这表明，只有在当全数字的第一相邻干扰信号比所关心的信号(20dB di/du)低至少20dB时，扩展频带的一半才是有用的。当在-20dB同时出现第一相邻干扰信号时，才有可能接收扩展频带数据；然而在衰落环境下的健壮接收，至少需要一个-30dB或更低的第一相邻干扰信号。
在出现邻信道干扰的情况下，外部的OFDM副载波最容易被破坏，但上边带和下边带上的干扰是独立的。由于FM广播信号的PSD几乎是三角形，因此当OFDM副载波靠近第一相邻信号的频率时，干扰会增加。需要专门特制的编码和交织以处理这种不均匀干扰，从而使信息通信健壮。
IBOC DAB系统在FM载波的每个DAB边带上发送所有的数字音频信息。尽管能激活基准系统以外的附加副载波以发送1/3速率的FEC码的所有编码比特，但基准系统采用2/5的码率。通过4/5速率(可选2/3)的卷积码获得的FEC的编码增益对每个边带单独检测和译码。也可选用RS码(Read Solomon码)(144，140，GF(8))的外码。在每个音频或数据字段中，用8位CRC提供进一步的纠错能力。双边带冗余允许当另一个边带被完全破坏时，对一个边带进行操作。但是，通常将两个边带复合以提供附加信号功率和编码增益。可采用专门的技术解调和分离强的第一相邻干扰信号，这样“恢复的”DAB边带就能成功地被复合以容忍大的第一相邻干扰信号。
用循环32位BPSK定时序列调制参考副载波，其中BPSK定时序列在发送前，进行差分编码。参考副载波用作多个目的：1)解决了捕获时的副载波模糊性；2)用于随后的相关检测的本地相位参考；3)用于信道状态信息(CSI)估计的本地噪声和/或干扰采样；4)用于频率和符号跟踪的相位误差信息。对BPSK定时序列的差分编码，在建立为剩余副载波所需的相关参考之前，允许BPSK定时序列的检测。之后，用差分检测图形除去参考副载波中的数据调制，留下有关本地的参考相位以及噪声或干扰采样的信息，该信息被用于估计随后的软判决译码所需的CSI。
如附图5所示，用参考载波传送BPSK定时序列58(在差分编码前)。本发明的优选实施例选用32位定时序列。32比特中的11个固定用于块同步。块同步码字(或图形)位于非连续的字段60，62，64和66中。字段60包括7个比特，字段62和64各包括1个比特，以及字段66包括2个比特。不论剩余21个比特的值为多少，块同步图形的11个比特足够用来唯一限定每个块的边界。块同步图形唯一限定块边界。定时序列还包括混合/数字字段68，块记数字段70，以及模式字段72和空闲字段74。块记数字段能调节调制解调帧达到块32的尺寸。模式字段能调节多达256种模式。BPSK定时序列中的四个可变字段(混合/数字，空闲，块记数和模式)都要进行校验，以防止差错和消除在每个可变字段末端上的，由差分编码所造成的相位参考变化。对所有的参考副载波施加相同的BPSK定时序列。
通过对BPSK定时序列中所包含的唯一的二进制的比特图形的识别，块同步得以建立。BPSK定时序列还含有其他一些信息，这些信息包括块记数字段，模式字段以及一些用于今后扩充的空闲比特。块或帧同步的公知技术是使用“独特码”，该“独特码”通过将参考独特码与接收到的序列做互相关来检测。独特码的特有的特性是不能在BPSK定时序列中的任何有效数据图形中出现。这常常要求对数据编码以使独特码图形成为无效的数据序列。有时，在有利于足够长的独特码的时候，避免对数据编码，这样其在数据中出现的概率就是可接受的小序列，该小序列在所有参考副载波位置上被冗余发送，并且与块记数字段中所限定的交织器块重合。
在本发明的优选实施例中，BPSK定时序列的总长度(即32)开始时相对较短。需要使用比32比特的一半多的比特用于信息字段(即模式，块记数等)。如果独特码通常定义为连续比特序列，那么该独特码的长度应比32位序列长度的一半长。这将防止独特码不会在BPSK定时序列中的数据部分中的可能出现。而且，独特码是具有低自相关值的二进制序列(类似Barker码)，这样与独特码和数据字段的局部相关就不会导致假相关。通常也使用最大长度二进制序列使循环移位序列的自相关特性最小化，但是在最大长度的场合，必须限定所有的比特，这样可变字段就不能调节了。
此处表明，通过在整个BPSK定时序列长度上仔细地分配比特(而不是块同步比特的连续分布)，有可能使块同步比特的长度最小。考虑总长度为L，具有长度为S的块同步字段的BPSK定时序列。进一步假设Z个块同步比特被赋值为逻辑0。则剩余的S-Z个块同步比特为逻辑1。 BPSK定时序列的循环移位，与块同步图形互相关，以检验L个可能的相关值，这里忽略了未赋值比特的“空”位置。当然，当图形相匹配时的相关值(匹配比特数)为S。
如果块同步比特的分布是在除零偏移以外的每个相关偏移上至少有一个比特失配，则块同步图形是明确的。具有明确块同步图形的BPSK定时序列的长度L的上界，可作为块同步比特长度S和Z的函数来确定：
L≤2·Z·(S-Z)+1
仅当块同步图形的比特在逻辑0和逻辑1之间均匀分布时，L作为S的函数最大。
S为偶数时，L≤S2/2+1；
S为奇数时，L≤(S2+1)/2。
使用上述不等式，长度为L＝32比特的BPSK定时序列需要不小于S＝8比特的块同步图形以保证明确性。事实上，当恰好S＝8比特时，能找到满足该最小边界的图形，该最小的块同步图形在适当的位置上用1和0来定义，而在不关心的位置上，用X来定义。
最小块同步图形：
0X10XX0XX1XXXX0XXXXXX11XXXXXXXXX
在块同步图形中还固定了3个附加比特，这降低了比特误差出现时的假检测的概率。
块同步图形：0110010XX1XXXX0XXXXXX11XXXXXXXXX
通过将BPSK的逻辑“1”(差分编码后)赋值为QPSK的比特对“1，1”，将差分编码的BPSK定时序列映射到QPSK的参考副载波上，以及将BPSK逻辑“0”(差分编码后)赋值为QPSK比特对“0，0”。选用BPSK用作参考副载波是因为它能比差分检测QPSK更能容忍噪声和信道恶化。此外，即使在最恶劣的干扰和信道条件下，所有参考副载波的BPSK定时序列的冗余都能产生健壮的参考。
附图6时根据本发明的，能广播DAB信号的DAB发送机76的方框图。信号源78提供要发送的信号。信源信号可采取多种形式，例如，能表示语音或音乐的模拟节目信号，和/或能表示消息数据，如业务信息的数字信息信号。基于数字信号处理器(PSD)的调制器80，根据各种公知的信号处理技术，如信源编码、交织、以及前向纠错，处理信源信号，以产生线82和84上的复基带信号的同相正交分量。在上变频器，方框86中对信号分量进行频率上移，滤波和插入更高的采样速率。这在线88上的中频信号fif中产生速率为fs的数字采样，数字-模拟转换器90将信号转变为线92上的模拟信号。中频滤波器94抑制混叠频率以产生线96上的中频信号fif。本地振荡器98产生线100上的信号flo，其与线96上的中频信号由混合器102混合以产生线104上的和及差信号。和信号以及其他多余的互调分量及噪声被镜像抑制滤波器106抑制，以在线108上产生调制后的载波信号fc。之后，将该信号经过功率放大器110放大发送到天线112。
接收机执行与发射机中所描述的功能相反的功能。附图7是根据本发明的，能执行信号处理的无线电接收机114的方框图。在天线116上接收DAB信号。带通预选滤波器118滤出感兴趣的频带，这包括所需的，频率为fc的信号，但抑制频率为fc-2fif(对于低旁瓣注入式本地振荡器)的图象信号。低噪声放大器120放大信号，放大的信号在混合器122中与线124上的、由可调本地振荡器126输出的本地振荡器信号flo混合。这在线128上产生和信号(fc+flo)及差信号(fc-flo)。中频滤波器130通过中频信号fif并削弱感兴趣的调制信号带宽以外的频率。使用时钟信号fs，模拟-数字转换器132工作以产生线134上的速率为fs的数字采样。数字下变频器136对信号进行频率偏移，滤波以及选取，以产生线138和线140上的低采样速率的同相正交信号。之后，基于DSP的解调器142提供附加信号处理，以产生输出设备146的线144上的输出信号。
使用带有加权和用于相关检测到的QPSK副载波符号的最大比值合并(MRC)的软判决Viterbi译码，使信道的损失最小化。由于选择性衰落使得干扰和信号电平随着副载波(频率)和时间而变化，因此需要及时的信道状态信息(CSI)以自适应调整软-符号(soft-symbols)加权。将CSI估计技术设计成能在100MHz的FM频段范围中，对应最大车速时，将衰落带宽调整到13Hz。尽管某些环境下测量到了更大的扩展，但典型的是几个微秒的多谱勒扩展。在附图8中示出了用于估计参考相位负载波的相位参考以及CSI的技术原理框图。该CSI加权是将最大比值合并(MRC)的幅度加权与信道相位误差的相位校正相结合。CSIweight=a^•σ2,]]>
其中是信道增益复共轭的估计值，σ2为噪声方差的估计值。
附图8的CSI恢复技术的操作，假定对副载波的频率进行捕获和跟踪，以及对OFDM符号进行符号定时。频率和符号定时捕获技术利用了循环前缀的特性。频率和符号的跟踪则是通过在时间或频率上(横跨副载波)，对符号到符号的相位偏移的观察来完成的。
当频率和符号定时的捕获完成后，通过将差分检测到的BPSK序列与块同步图形做相关来完成，尝试与BPSK定时序列的块同步图形同步。假设训练副载波的位置最初是不知道的，在所有副载波上执行差分检测。执行已知的块同步图形与每个副载波的检测比特的互相关，当检测到块同步图形的所有11个比特都匹配时，副载波相关。当副载波相关的数目达到或超过门限值(例如间隔分开的19个副载波中有4个副载波相关)时，建立块同步(副载波模糊性解决方案)。
块同步建立后，BPSK定时序列中的可变字段能被译码。这些可变字段的、差分检测到的比特通过训练副载波根据大数判决来确定，这样当这些副载波或比特的一部分被破坏时，仍能译码。每个调制解调帧内的16个块，从0到15顺序编号。之后，块记数字段的MSB总设定为0，因为块的记数从不会超过15。调制解调帧的同步使用块记数字段的知识来建立。
信号的相关检测需要相关的相位参考。BPSK定时序列的解码信息被用来去除训练副载波的调制，留下有关本地相位参考和噪声的信息。参考附图8，由参考副载波传送的复训练符号被输入到线148上并在方框150中获得符号的复共轭。在乘法器154中，将复共轭信号与线152上的已知训练序列相乘。通过将它们与同步的、解码的、重新差分编码过的BPSK定时序列相乘，去掉接收训练副载波的二进制(+/-)定时序列调制。通过有限冲击响应(FIR)滤波器158对在线156上所产生的的结果符号进行处理，以使所产生的结果符号在时间上平滑，从而产生线160上的本地相位和幅度的复共轭估计。该值通过时间延迟器162被延时，并通过乘法器166与线164上的噪声方差的倒数相乘。通过将线160上的平滑后的本地相位和幅度估计值从叠加点170的输入信号中减去(通过延迟器168提供适当的时间排列后)，估计噪声方差。之后，如方框172所示，将结果平方，并滤掉复噪声采样，如方框174所示。如方框176所示，近似取倒数(含除0保护)。将该CSI加权值插入到相邻训练副载波对之间的18个副载波中，如方框178所示，从而在线180上产生本地CSI加权。之后，在将本地载信符号适当延时后，将这些CSI加权值与线182上所接收到的相应的本地载信符号相乘，如在方框184所示。之后，乘法器186产生线188上的软判决输出。
本发明提出了一种健壮的带内信道上(IBOC)DAB系统，具有优于美国数字无线电组织提议的现有AM和FM广播的改进性能。本发明同时向前和向后兼容，而且不需要附加信道频谱分配。播送设备在所分配的信道屏蔽内同时传送模拟和数字信号，该分配的信道屏蔽允许与现有的模拟接收机完全兼容。本发明还允许播送设备发送替代混合模拟/数字信号的全数字信号。即使在多站，强信号的城区市场中，该系统也能容忍来自相邻信道或同信道模拟发送的干扰。参考副载波用于多个目的，包括捕获、跟踪、信道状态信息估计(CSI)和相关操作。
尽管本发明以优选实施例来进行说明，但本领域技术人员应当理解，在不脱离如在权利要求书中提出的本发明的范围的情况下，可对公开的实施例做各种修改。