按照信道状态执行自适应均衡的正交频分复用均衡器 【技术领域】
本发明涉及一种正交频分复用(OFDM)均衡器，具体涉及可以纠正在发送OFDM信号期间在传输信道上产生的差错的OFDM均衡器，其中所述OFDM信号在接收OFDM信号的OFDM接收机中以OFDM方法被调制。
背景技术
一般，高清晰度电视(HDTV)的广播系统被划分为图象编码单元和调制单元。所述图象编码单元将来自高清晰度图象源的大约1Gbps的数字数据压缩成15-18Mbps的数据。调制单元通过6-8MHz带宽的信道向接收端发送几十Mbps的数字数据。
数字HDTV广播使用一种地面同时广播方法，所述方法利用分配到一般电视广播地甚高频(VHF)/超高频(UHF)信道。
在欧洲，数字调制类型的OFDM方法已经被用作下一代HDTV地面广播方法，以便改进根据带宽的数据率和防止中断。OFDM方法将串行输入的码元列转换为块单元并行数据，并将这些并行数据多路复用为不同的副载波频率。
但是，OFDM方法的缺点在于，OFDM信号按照信道状态在传输信道上有失真，并且由于多径的失真对OFDM信号有不良影响。因此，用于纠正在接收端还原信号期间在传输信道上的差错的均衡器被安装以克服这种失真。
一般，OFDM均衡器利用靠近傅立叶变换的OFDM信号的码元来计算在传输信道上的差错，并纠正在OFDM信号的传输信道上的差错。在此，OFDM均衡器按照一个导频信号纠正差错，所述导频信号是在发射机和接收机之间的同步值。
图1是图解一般OFDM接收机的原理方框图。OFDM接收机包括模数转换器(ADC)10、偏差补偿单元20、快速傅立叶变换(FFT)单元30、差错检测单元40、均衡单元50和前向纠错(FEC)单元60。
ADC 10将输入的OFDM信号转换为数字信号。偏差补偿单元20补偿在OFDM信号的接收和数字变换中产生的频率、相位和时间的偏差。FFT单元30对偏差补偿的OFDM信号执行快速傅立叶变换。差错检测单元40从FFT单元30检测OFDM信号的频率、相位和时间的偏差值。在此，差错检测单元40向偏差补偿单元20提供检测的偏差值。因此，偏差补偿单元20根据在差错检测单元40检测的偏差值对于来自ADC 10的OFDM信号补偿频率、相位和时间的偏差。
均衡单元50补偿在传输信道上来自FFT单元30的OFDM信号的失真。在此，均衡单元50通过导频信号补偿OFDM信号的码元的定时和频率的失真。FEC单元60以对OFDM信号的数据建立的差错检测方法来检测差错。另一方面，来自FFT单元30的OFDM信号是被划分为I信号和Q信号的OFDM信号。因此，均衡单元50分别均衡来自均衡单元50的I信号和Q信号。
图2是图1的均衡单元50的详细方框图。均衡单元50包括划分单元51、速率计算单元52、时间内插器53、频率内插器54、缓冲器55和补偿单元56。
划分单元51分别将I信号和Q信号划分为导频成分P和数据成分D。速率计算单元52按照输入的伪随机二进制序列(PRBS)信号计算来自划分单元51的导频P的速率。时间内插器53对对应于来自速率计算单元52的速率的导频(P)执行时间轴内插。频率内插器54对来自时间内插器53的时间轴内插的导频P执行频率轴内插。缓冲器55在预定的时间内存储来自划分单元51的I信号和Q信号的数据D，并输出数据。补偿单元56根据在频率内插器54内插的导频来补偿在传输信道上来自缓冲器55的数据D的失真。
但是，均衡器50利用预先设置的PRBS信号来内插导频，并补偿数据的信道失真，而不考虑OFDM信号被发送的信道的状态。因此，现有的OFDM均衡器补偿OFDM信号的信道失真而不考虑信道的状态，因此均衡的OFDM信号具有相对于原信号的误差。结果，现有的OFDM均衡器降低了均衡性能。而且，当在传输信道的状态不根据时间改变的静态状态中OFDM码元的值被改变的时候，现有的OFDM均衡器不能精确地均衡OFDM信号。
【发明内容】
因此，本发明的一个主要目的在于提供一种OFDM均衡器，它可以按照OFDM信号被发送的传输信道的状态自适应地均衡OFDM信号。
本发明的另一个目的是提供一种OFDM均衡器，它可以按照OFDM信号被发送的传输信道的状态稳定精确地均衡OFDM信号。
为了实现本发明的上述目的，提供了一种OFDM均衡器，包括：划分单元，用于将OFDM信号划分为数据和导频信号；速率计算单元，用于通过将导频信号与基准信号相乘而计算用于输入的基准信号的导频信号的速率；多个时间内插器，用于按照对于来自速率计算单元的速率的时间轴而分别执行在预定数量的导频单元中的内插；信道状态判断单元，用于按照时间轴内插的导频信号的大小而判断信道状态；平均计算单元，用于按照信道状态有选择地计算每个时间轴内插的导频信号的平均值；频率内插器，用于按照其平均值在平均计算单元中被计算的导频信号和其平均值未被计算的导频信号的频率轴执行内插；缓冲器，用于在预定的时间内存储在划分单元被划分的数据，并输出数据；补偿单元，用于根据频率轴内插的导频信号补偿在传输信道上来自缓冲器的数据的失真。
时间内插器包括：第一时间内插器，用于对在时间轴上具有相同时间长短的四个导频信号执行非线性内插；第二时间内插器，用于对在时间轴上具有相同时间长短的二个导频信号执行线性内插。
优选的是，当有信道状态判断单元判断的信道状态是动态的时候，第一时间内插器执行内插，平均计算单元向频率内插器输出来自第一时间内插器的值，当信道状态是静态的时候，第二时间内插器执行内插，平均计算单元计算来自第二时间内插器的值的平均值，并向频率内插器输出这个平均值。
按照由信道状态判断单元判断的信道状态，第一时间内插器向频率内插器输出由于在动态信道状态中的内插而获得的值，第二时间内插器向平均计算单元输出由于在静态状态中的内插而获得的值，并且平均计算单元计算来自第二时间内插器的值的平均值。
时间内插器还包括：转换单元，用于向频率内插器输出在动态信道状态中在第一时间内插器中的内插的值，并向平均计算单元输出在静态状态中在第二时间内插器中内插的值。
优选的是，平均计算单元包括：延迟单元，用于在预定的时间内延迟对应于所述平均值的输出值；操作单元，用于计算来自延迟单元的输出值和来自时间内插器的值的平均值；输出值计算单元，用于根据在操作单元中计算的平均值来调整来自时间内插器的值，并向频率内插器输出结果值。
优选的是，操作单元包括：减法单元，用于从来自时间内插器的输出值中减去来自延迟单元的输出值；绝对值计算单元，用于计算通过相减获得的值的绝对值；乘法单元，用于计算绝对值的平方值。
信道状态判断单元包括：数字值变换单元，用于将在时间内插器中内插的导频分类和计算为一个幅值和一个相位值；信道状态确定单元，用于通过比较所述幅值和先前设置的阈值来确定信道状态，并向按照信道状态有选择地运行的时间内插器和平均计算单元提供确定的信道状态。
另外，信道状态确定单元包括：差值计算单元，用于计算在数字值变换单元中计算的幅值中在时间上相邻的第一幅值和第二幅值的差；累加单元，用于以OFDM码元为单位累加在差值计算单元中计算的差值；确定单元，用于通过比较确定信道状态累加单元的累加值与阈值而确定信道状态，并向时间内插器和平均计算单元提供结果。按照本发明，基准信号被选择自+0.75和-0.75。
【附图说明】
通过参照附图的下列详细说明使得本发明更好理解，本发明的更完整的评价和许多附加的优点将会更加容易清楚，其中同样的附图标记表示相同的部件，其中：
图1是图解现有的OFDM接收机的原理方框图；
图2是图解图1的均衡单元的详细方框图；
图3是图解按照本发明的一个优选实施例的OFDM均衡器的方框图；
图4是图解图3的时间内插器的详细方框图；
图5是图解图3的时间内插器的另一个示例的方框图；
图6是图解图3的平均计算单元的另一个示例的方框图；
图7是图解图3的时间内插器的第三示例的方框图；
图8是图解图3的平均计算单元的详细方框图；
图9是图解图8的操作单元的详细方框图；
图10是图解图3的信道状态判断单元的详细方框图；
图11是图解图10的信道状态确定单元的详细方框图。
【具体实施方式】
以下，参照附图来详细说明按照本发明的优选实施例的OFDM均衡器。
图3是图解按照本发明的一个优选实施例的OFDM均衡器的方框图。该OFDM均衡器包括：划分单元100、速率计算单元200、时间内插器300、平均计算单元400、信道状态判断单元500、频率内插器600、补偿单元700和缓冲器800。
划分单元100分别将I信号和Q信号划分为导频成分P和数据成分D。速率计算单元200通过将来自划分单元100的导频P乘以伪随机二进制序列(PRBS)信号而计算导频P的速率，所述导频P用于PRBS信号，这是一个输入基准信号。在此，PRBS基准信号选自+0.75和-0.75。
时间内插器300按照用于对应于来自速率计算单元200的速率的导频的时间轴来执行在预定数量的导频单元中的内插。
平均计算单元400按照信道状态有选择地计算在时间内插器300中时间轴内插的导频的平均值。信道状态判断单元500按照在时间内插器300中时间轴内插的导频的幅值的变化来判断信道状态。信道状态判断单元500向时间内插器300和平均计算单元400提供信道状态信息。因此，时间内插器300和平均计算单元400按照所述信道状态信息执行对应的操作。
频率内插器600对于在来自时间内插器300的导频中其平均值在平均计算单元中被计算的导频和其平均值未被计算的导频执行频率轴内插。
缓冲器800在预定的时间中存储被划分单元100划分的I信号和Q信号的数据D，并输出数据D。补偿单元700根据按照频率轴在频率内插器600中内插的导频来补偿来传输信道上来自缓冲器800的数据的失真。
图4是图解图3的时间内插器300的详细方框图。时间内插器300包括：第一时间内插器320和第二时间内插器340。在这个实施例中，第一时间内插器320对具有在时间轴上的相同时间长短的4个导频执行非线性内插，第二时间内插器340对在时间轴上的相同时间长短的2个导频执行线性内插。因此，当来自信道状态判断单元500的信道状态信息具有按照时间改变的动态状态的时候，平均计算单元400向频率内插器600输出在第一时间内插器320中内插的内插值而不变换信号。另外，当来自信道状态判断单元500的信道状态信息具有不按照时间改变的静态状态的时候，平均计算单元400计算在第二时间内插器340中内插的值的平均值，并向频率内插器600输出结果值。
图5是图解图3的时间内插器300的另一个示例的方框图。当来自信道状态判断单元500的信道状态信息具有动态状态的时候，第一时间内插器320内插输入的导频。在来自信道状态判断单元500的信道状态信息具有静态状态的时候，第二时间内插器340内插输入的码元。因此，当来自信道状态判断单元500的信道状态信息具有动态状态的时候，第一时间内插器320内插输入的导频，因此平均计算单元400向频率内插器600输出来自第一时间内插器320的内插值而不变换信号。另外，在来自信道状态判断单元500的信道状态信息具有静态状态的时候，第二时间内插器340内插输入的码元，因此平均计算单元400计算来自第二时间内插器340的内插值的平均值，并向频率内插器600输出所述平均值。
图6是图解图3的平均计算单元400的另一个示例的方框图。参见图6，按照由信道状态判断单元500提供的信道状态信息，第一时间内插器320执行在动态信道状态下的内插，第二时间内插器340执行在静态信道状态下的内插。
因此，第一时间内插器320向频率内插器600输出内插值。平均计算单元400被放置到第二时间内插器340和频率内插器600之间，用于计算在第二时间内插器340中内插的内插值的平均值并向频率内插器600输出所述平均值。
图7是图解图3的时间内插器300的第三示例的方框图。如图7所示，时间内插器300包括第一时间内插器320、第二时间内插器340和开关360。
第一时间内插器320和第二时间内插器340如上参照图4所述而运行。当来自信道状态判断单元500的信道状态信息具有动态状态的时候，开关360向频率内插器600输出在第一时间内插器320中内插的内插值。另外，当来自信道状态判断单元500的信道状态信息具有静态状态的时候，开关360向平均计算单元400输出在第二时间内插器340中内插的内插值。
因此，内插是利用在动态信道状态中具有高性能的第一时间内插器320和在静态信道状态中具有高性能的第二时间内插器340来有选择地进行的。在静态状态中，在第二时间内插器340中被内插的内插值的平均值被按照频率轴计算和内插。因此自适应精确地按照信道状态均衡OFDM信号。
图8是图解图3的平均计算单元400的详细方框图。平均计算单元400包括延迟单元420、操作单元440和输出值计算单元460。
延迟单元420接收输出到频率内插器600的第n个平均值，在预定时间内存储所述平均值，并输出它。操作单元440计算对于N在延迟单元420中延迟的第n个平均值Y(n-N)和在时间内插器400的第二时间内插器340中内插的第n个内插值X(n)的平均值。输出值计算单元460根据在操作单元440中计算的平均值的和从延迟单元420输出的平均值Y(n-N)调整在第二时间内插器340中内插的第n个内插值，并向频率内插器600输出结果值。
当假定在第二时间内插器340中的第n个内插值是X(n)并且对于X(n)从输出值计算单元460输出的信号是Y(n)的时候，延迟单元420存储来自输出值计算单元460的信号Y(n)，将输出延迟N，并向操作单元440输出被延迟N的平均值Y(n-N)。
图9是图解图8的操作单元440的详细方框图。操作单元440包括加法单元442、绝对值计算单元444和乘法单元446。加法单元442从在第二时间内插器340中内插的内插值X(n)减去从延迟单元420输出的平均值Y(n-N)，如下面的公式1所示：
<公式1>
d(n)＝X(n)-Y(n-N)
绝对值计算单元444计算在公式1中计算的值d(n)的绝对值，如下列公式2所示：
<公式2>
D(n)＝|d(n)|
乘法单元446计算在公式2中计算的绝对值D(n)的平方值，如下列公式3所示。在此，乘法单元446向输出值计算单元460提供所述平方值H(n)。
<公式3>
H(n)＝D(n)2
因此，当输出值计算单元460从乘法单元446接收平方值H(n)的时候，输出值计算单元460比较所述平方值H(n)与预先设置的系数A，如公式4所示，并建立输出值：
<公式4>
Г(n)＝1 (H(n)＞A) ①
Г(n)＝C×H(n) (H(n)≤A) ②
当平方值H(n)大于系数A的时候，输出值计算单元460将加权Г(n)设置为‘1’。因此，输出值计算单元460从第二时间内插器340向频率内插器600输出内插值X(n)而不变换。
另一方面，当平方值H(n)等于或小于系数A的时候，输出值计算单元460将加权Г(n)设置为‘C×H(n)’，在此，系数A是用作幅值限幅器的常数。因此，输出值计算单元460变换在第二时间内插器340中内插的内插值X(n)，如公式5所示，并向频率内插器600输出所变换的值：
<公式5>
Y(n)＝Г(n)X(n)+(1-Г(n))Y(n-N)
在此，Г(n)是C×H(n)。
即，输出值计算单元460向当前输入的信号提供加权Г(n)，并向在延迟单元420中延迟的信号Y(n-N)提供加权1-Г(n)，因此计算OFDM信号的每个码元的不同输出值。结果，输出值计算单元460把通过将Г(n)乘以X(n)获得的值Г(n)X(n)与通过将1-Г(n)乘以Y(n-N)获得的值1-Г(n)Y(n-N)相加，并将结果值Yn输出到频率内插器600。
因此输入信号的加权通过计算先前输入的信号和当前输入的信号的平均值并比较所计算的平均值与先前设置的值而可变地被施加。因此有可能消除由于传输信道环境的改变而引起的在整个频带中存在的噪音并精确地均衡OFDM信号。
图10是图解图3的信道状态判断单元500的详细方框图。信道状态判断单元500包括数字值变换单元520和信道状态确定单元540。数字值变换单元520将在时间内插器300中内插的I信号和Q信号的导频分类为幅值和相位值。
信道状态确定单元540比较在数字值变换单元520中计算的幅值和预先设置的阈值T，并按照幅值的变化确定信道状态。在此，信道状态确定单元540向时间内插器300和平均值计算单元400提供信道状态信息以便有选择地按照信道状态信息运行它们。
图11是图解图10的信道状态确定单元540的详细方框图。信道状态确定单元540包括缓冲器542、差值计算单元544、累加单元546和确定单元548。
对于从数字值变换单元520输出并在时间上相邻的第一和第二幅值，缓冲器542存储先前输入的第一幅值直到输入第二幅值。差值计算单元544计算第一幅值和第二幅值的差。累加单元546以OFDM码元为单位累加在差值计算单元544中计算的差值。确定单元548通过比较累加单元546的累加值与阈值T而确定信道状态。在此，确定单元548向时间内插器300和频率内插器400提供信道状态信息。
按照本发明，内插是利用在动态信道状态中具有高性能的第一时间内插器和在静态信道状态中具有高性能的第二时间内插器来有选择地进行的。在静态状态中，在第二时间内插器中被内插的内插值的平均值被按照频率轴计算和内插。因此自适应精确地按照信道状态均衡OFDM信号。
而且，输入信号的加权通过计算先前输入的信号和当前输入的信号的平均值并比较所计算的平均值与预先设置的值而可变地被施加。因此有可能消除由于传输信道环境的改变而引起的在整个频带中存在的噪音并精确地均衡OFDM信号。
由于本发明可以以几种形式具体化而不脱离本发明的精神和必要的特性，因此应当明白上述的实施例不被上述的说明中的任何细节限定，除非另外规定，而应当在所附的权利要求中限定的精神和范围中作宽的解释，因此落入所述权利要求的边界或这种边界的类似物中的所有改变和改进被所附的权利要求所包括。