前馈放大器与前馈放大方法 (1)技术领域
本发明涉及用于移动通信装置的基站设备之类的一种前馈放大器以及一种前馈放大方法。
(2)背景技术
近年来，为了一次性放大大量的信令信道，需要在移动通信装置的基站发射器中提供一种高效、高线性的功率放大器，并且通过前馈方法的畸变补偿可以实现对线性性能的改进。
这里将不会详细地描述前馈放大器，因为在John L.B.Walker所著的“High-power GaAs FET Amplifiers”已有描述，1993年Artech House出版，332至333页。另外，该文的全部揭示都通过应用被引入这里。
然而，近年来，开始采用一种宽带的CDMA(码分多址)方法作为移动电话的调制方法，因此，基站也要求具有宽带传输能力，并且宽带畸变补偿控制也被要求用于前馈畸变补偿。而这里将不会详细地描述CDMA方法，因为在Nick Pothecary所著的“Feedforward Linear Power Amplifiers”已有描述，1999年Artech House出版，例如。另外，该文的全部揭示都通过应用被引入这里。
实现这样的宽带控制的前馈放大器在日本特开平第8-56126“畸变补偿放大器电路”中已经给出了一个范例，这儿将参考图3进行描述。在图3中，参考号1表示的是第一个定向耦合器，2表示的是第一个矢量调整器，3表示地是一个主放大器，4表示的是第二个定向耦合器，5表示的是第一个延时单元，6表示的是第二个延时单元，7表示的是第二个矢量调整器，8表示的是一个辅助放大器，9表示的是第三个定向耦合器，10表示的是一个放大器，11a表示的是一个导频信号生成器，11b表示的是一个调制信号生成器，12表示的是一个检波器，14表示的是一个数字式控制回路，它由一个A/D转换器、一个D/A转换器、一个CPU和一个存储器构成，21表示的是一个DSB信号生成器，它由导频信号生成器11a和调制信号生成器11b组成，22表示的是一个DSB正交检波电路，它由一个基准信号生成器、一个正交混频器、一个滤波器和A/D转换器组成。
在这种配置中，一个可拆卸的控制电路至少使用导频信号生成器11a和调制信号生成器11b这么两个振荡器，并通过把从导频信号生成器11a来的信号作为载波信号，把从调制信号生成器11b来的信号作为调制信号，从而混频从这两个振荡器来的信号以生成一个导频信号，并将其输入到前馈放大器。
另外，基准信号生成器22a接收从导频信号生成器11a直接输出至DSB正交检波电路22的载波信号，基准信号生成器还被用来将从连接在定向耦合器9和输出端之间的耦合器取出的输出信号进行下变换，以使得一个滤波器可以除去传输载波，A/D转换器的采样结果被用于输出一个电压，来控制第二个矢量调整器7。这样控制电路14可以抑制前馈放大器的畸变信号，也就是说，导频信号的电平变为最低。
虽然前馈放大器原本是一个主要根据包括有导频信号的输出信号和从矢量调整器输出的导频信号来控制矢量调整器的设备，但仍然需要设置一个在输出信号频带之外的导频信号频率，这样畸变信号就无法被充分地抑制。
上述的过去的前馈放大器例子从两个振荡器，导频信号生成器11a和调制信号生成器11b的信号来生成导频信号，并用导频信号生成器11a的信号来检测输出信号。这样，就使得在输出信号频带之内设置导频信号的频率，来将畸变信号抑制到一个最理想的环境以下成为了可能。
然而在上述的配置中，使用了大量的振荡器来检测导频信号的产生，并且至少DSB信号生成器21是需要导频信号生成器11a和调制信号生成器11b的。由于这些振荡器无法小到足以和其他元件一起被集成在一块集成电路板上，因此它们需要独立于其他的可以被集成在一块集成电路板上的电路元件之外来进行配置，这也阻碍了前馈放大器的进一步小型化。
另外，为了安全地隔离，多个振荡器也需要单独的空间分别放置，这进一步阻碍了前馈放大器体积的减小。
(3)发明内容
本发明正是考虑到上述问题而实现的，本发明的一个目的是得到一种前馈放大器，并进一步能够在把畸变信号抑制到理想情况下的同时，通过减少振荡器的数目来减小前馈放大器的体积。
本发明的第1项发明是一种前馈放大器，它包括有：放大装置，用于放大输入信号以获得放大信号；导频信号生成装置，有一个本地振荡器和一个用于对所述本地振荡器的输出进行分频的分频器，用于根据所述本地振荡器的输出和所述分频器的输出生成预定的导频信号；合成装置，用于根据将所述输入信号或所述放大信号与所述导频信号合成产生一个合成信号；提取装置，用于从所述合成信号中提取出任何畸变成份；输出信号生成装置，用于从所述合成信号中除去所述被提取的畸变成份，以生成一个输出信号；调整装置，用于利用所述本地振荡器的输出、所述分频器的输出、所述导频信号以及从所述输出信号生成装置来的所述输出信号中的任何一个来进行调整，以除去所述畸变成份。
本发明的第2项发明是根据第1项发明提供的一种前馈放大器，其中所述导频信号生成装置包括有调制装置，用于用所述分频器的输出来调制所述本地振荡器的输出，所述本地振荡器的输出的频率在所述输出信号生成装置的输出信号的频带内，所述分频器的输出的频率在所述输出信号生成装置的输出信号的频带外。
本发明的第3项发明是根据第1项发明提供的一种前馈放大器，其中所述导频信号生成装置包括有第一混频器，用于将所述本地振荡器的输出和所述混频器的输出进行混频，所述本地振荡器的输出的频率在所述输出信号生成装置的输出信号的频带内，所述分频器的输出的频率在所述输出信号生成装置的输出信号的频带外。
本发明的第4项发明是根据第1或2或3项发明提供的一种前馈放大器，其中所述调整装置通过使用所述导频信号和所述输出信号来进行调整。
本发明的第5项发明是根据第4项发明提供的一种前馈放大器，其中所述调整装置包括有第一转换装置，用于将所述输出信号转换至比原始频带低的一个低频带，以及一个第二转换装置，用于将所述导频信号转换至比原始频带低的一个低频带，并通过使用被转换至所述低频带的导频信号和被转换至所述低频带的输出信号来进行调整。
本发明的第6项发明是根据第5项发明提供的一种前馈放大器，其中所述第一转换装置包括有所述本地振荡器和用于将所述本地振荡器的输出与所述输出信号进行合成的第二混频器，所述第二转换装置包括有所述分频器，并使用所述分频器的输出作为所述转换后的导频信号。
本发明的第7项发明是根据第6项发明提供的一种前馈放大器，其中所述第一转换装置包括有至少一个用于接收所述输出信号的输入的，提供于所述第二混频器前级的第一滤波器，以及用于接收所述第二混频器的输入的第二滤波器。
本发明的第8项发明是根据第7项发明提供的一种前馈放大器，其中所述第一滤波器是一个带通滤波器。
本发明的第9项发明是根据第7项发明提供的一种前馈放大器，其中所述第一滤波器是一个带阻滤波器。
本发明的第10项发明是根据第7项发明提供的一种前馈放大器，其中所述第一滤波器是一个至少有两个频率可以通过的带通滤波器。
本发明的第11项发明是根据第7项发明提供的一种前馈放大器，其中所述第二滤波器是一个带通滤波器。
本发明的第12项发明是根据第7项发明提供的一种前馈放大器，其中所述第二滤波器是一个低通滤波器。
本发明的第13项发明是根据第7项发明提供的一种前馈放大器，其中根据权利要求7所述的前馈放大器，其特征在于，所述第二滤波器是一个带阻滤波器。
本发明的第14项发明是根据第1项发明提供的一种前馈放大器，其中所述分频器的分频数是一个小数。
本发明的第15项发明是根据第1项发明提供的一种前馈放大器，其中所述分频器的分频数是一个可变量。
本发明的第16项发明是根据第2或3项发明提供的一种前馈放大器，其中所述提取装置包括有第一分支装置，用于将所述输入信号分成两支，一支输出至所述放大装置，所述提取装置还包括有一个第一反相合成装置，用于接收所述第一分支装置的另一个输出和所述合成信号的输入，以及将所述合成信号分成两支，以作为所述畸变成份输出一个信号，该信号是由被分支的所述组合信号中的一支，和所述第一分支装置的另一输出以反相的方式合成而成的，并且还原样输出所述组合信号的另一支；所述输出信号生成装置包括有第二反相合成装置，用于将一信号成份作为所述输出信号输出，该成份是由所述第一反相合成装置的所述畸变成份，和所述组合信号的另一支以反相的方式合成而成的。
本发明的第17项发明是根据第16项发明提供的一种前馈放大器，其中所述输出信号生成装置包括有：矢量调整装置，位于所述第一反相合成装置和所述第二反相合成装置之间，用于调整所述畸变成份幅度和相位；畸变成份放大装置，位于所述矢量调整装置和所述第二反相合成装置之间，用于放大所述矢量装置的输出。
本发明的第18项发明是根据第7项发明提供的一种前馈放大器，其中所述本地振荡器、所述分频器、所述第一混频器、所述第二混频器、所数第一滤波器、所数第二滤波器以及所述调整装置中的至少两个被集成在同一个半导体衬底上。
本发明的第19项发明是一种前馈放大方法，包括以下步骤：放大一个输入信号以获得一个放大信号；将一个本地振荡器的输出进行分频，并根据所述本地振荡器的输出和所述分频输出生成一个导频信号；将所述输入信号或所述放大信号与所述导频信号进行合成，以生成一个合成信号；从所述合成信号中提取任何畸变成份；从所述合成信号中除去所述提取的畸变成份，以生成一个输出信号；利用所述本地振荡器的输出、或所述分频器的输出、或所述导频信号、或所述输出信号中的任意一个来进行除去所述畸变成份的调整。
本发明的第20项发明是一种通信设备，包括有第1至18项发明中的任一项所述的前馈放大器、进行发射的发射装置和进行接收的接收装置。
上述的本发明用本地振荡器和分频器来生成导频信号，并且是通过将它们用混频器进行混频来生成它们的，这样可以减少振荡器的数目，并实现前馈放大器的小型化。
(4)附图说明
图1是本发明的实施例1的前馈放大器的框图。
图2是本发明的实施例2的前馈放大器的框图。
图3是过去的前馈放大器的框图。
[符号描述]
IN输入端
CPL1第一耦合器
VAP1第一矢量调整器
AMP1主放大器
DLY1第一延时单元
CPL2第二耦合器
DLY2第二延时单元
VAP2第二矢量调整器
AMP2误差放大器
CPL3第三耦合器
CPL4第四耦合器
CPL5第五耦合器
CPL6第六耦合器
CPL7第七耦合器
CNT1畸变检测环控制电路
OSC1本地振荡器
PRS1分频器
MIX1第一混频器
MIX2第二混频器
FIL1第一滤波器
FIL2第二滤波器
CNT2，CNT2’畸变消去环控制电路
OUT输出端
(5)具体实施方式
(实施例1)
下面，参考附图，将描述本发明的实施例1的前馈放大器，并因此描述本发明的一种前馈放大方法的一个实施例。图1中，参考符号IN表示的是接收输入信号(下面也将称作传输载波)的输入端，CPL1表示第一耦合器，VAP1表示第一矢量调整器，AMP1表示主放大器，DLY1表示第一延时单元，CPL2表示第二耦合器，DLY2表示第二延时单元，VAP2表示第二矢量调整器，AMP2表示误差放大器，CPL3表示第三耦合器，CPL4表示第四耦合器，CPL5表示第五耦合器，CPL6表示第六耦合器，CPL7表示第七耦合器，OSC1表示本地振荡器，PRS1表示分频器，MIX1表示混频器，DEM1表示正交检波器，CNT1表示模拟式畸变检测环控制电路，CNT2表示包括从本地振荡器OSC1至正交检波器DEM1的畸变消去环控制电路，OUT表示输出输出信号的输出端。
畸变检测环控制电路CNT1从由第五耦合器CPL5的合成输出取出的传输载波，与由第六耦合 CPL6取出的，经过畸变检测环抑制的传输载波之间的特性差异，输出一个主放大器AMP1和第一延时单元DLY1之间的幅度误差和相位误差。输出的幅度误差和相位误差被反馈给第一矢量调整器VAP1，它施加控制以维持畸变检测环的载波抑制特性。
另一方面，畸变消去环控制电路CNT2将本地振荡器OSC1生成的一个信号(例如频率为2140MHz的一个信号)分流，并用分频器PRS1对一个分流成份进行分频，以获得一个分频后的输出(例如在32分频的情况下，分频输出的频率是66.875MHz)，分频后的输出再和本地振荡器OSC1分流的另一个输出(2140MHz)在混频器MIX1被混频，以获得一个导频信号。
生成的导频信号作为频率为2140±66.875MHz的边带信号被输出，一部分导频信号被分流，来和从第四耦合器CPL4来的输出信号结合，并输入到主放大器AMP1，剩下的导频信号和从第七耦合器CPL7取出的输出信号被输入至正交检波器DEM1。这里，输出信号的频率和导频信号的频率是完全一样的。另外，虽然作为导频信号源的本地振荡器的信号频率是在输出信号的频带之内的，但是分频后的输出频率是在该频带之外的。
误差放大器AMP2和第二延时器DLY2之间的幅度误差和相位误差，可以从导频信号和输出信号之间的特性差异被输出，并且它们被反馈给第二矢量调整器VAP2来施加控制以维持畸变消去环的畸变抑制特性。具体而言，正交检波器DEM1用导频信号检测输出信号，并取出输出信号和导频信号中相同的频率成份(频率为2140±66.875MHz的边带)作为直流成份，并进行调整来最小化该直流成份的电平。
这样，根据本发明，可以在把畸变信号抑制到理想情况下的同时，通过用分频器PRS1和混频器MIX1来从一个本地振荡器OSC1获得导频信号的配置，来在过去的设备基础上减少在畸变消去环控制电路中所使用的振荡器数量。由于分频器PRS1和混频器MIX1可以与耦合器CPL1和误差放大器AMP2等电路元件一样提供在一块集成电路上，这样就可能实现前馈放大器的小型化。
(实施例2)
接下来，参考图2，将描述本发明的实施例2的前馈放大器。图2中与图1相同的部分被给予相同的符号，并因此将省略相关描述。另外，在畸变消去环控制电路CNT2’中，参考符号FIL1表示第一滤波器，MIX2表示第二混频器，FIL2表示第二滤波器。
下面将会描述具有这样配置的实施例2的前馈放大器的工作原理。然而，和实施例1中相同的部分将被省略，主要描述的将是两者间的区别。
和实施例1中一样，畸变检测环控制电路CNT1从由第五耦合器CPL5的合成输出取出的传输载波，与由第六耦合器CPL6取出的，经过畸变检测环抑制的传输载波之间的特性差异，输出一个主放大器AMP1和第一延时单元DLY1之间的幅度误差和相位误差。输出的幅度误差和相位误差被反馈，第一矢量调整器VAP1施加控制以维持畸变检测环的载波抑制特性。
另一方面，畸变消去环控制电路CNT2’将本地振荡器OSC1生成的一个信号(例如频率为2140MHz)分流成三个。
在被分流的三个信号之中，一个被分频器PRS1分频，并作为分频输出被生成(例如在32分频的情况下，分频输出的频率是66.875MHz)。
分频输出被进一步被分流成两支，它们中的一个在混频器MIX1和本地振荡器OSC1的被分流成三个分支(2140MHz)的信号的剩下两个分支之一进行混频，并作为具有2140±66.875MHz的边带的导频信号被输出到第四耦合器CPL4。
接下来，第七耦合器CPL7用输出信号取出的导频信号(2140±66.875MHz)通过第一滤波器FIL1去除它的部分传输载波成份。
被部分去除了传输载波成份的信号和本地振荡器OSC1的三个信号分支中的剩下的一个被输入至第二混频器MIX2，这样就产生了一个差别频率(66.875MHz)信号。差别频率信号通过第二滤波器FIL2进一步去除它的剩余的传输载波成份。
进一步去除了剩余传输载波成份的信号作为下变换输出信号被输入至正交检波器DEM1。分频器PRS1的被分成两支的信号中的剩下一支作为下变换导频信号也被输入至正交检波器DEM1。另外，下变换输出信号的频率和下变换导频信号的频率完全一样。
正交检波器DEM1从各自的输入信号特性中，输出误差放大器AMP2和第二延时单元DLY2之间的幅度误差和相位误差，并将它们反馈给第二矢量调整器VAP2来施加控制以维持畸变消去环的畸变抑制特性。具体而言，正交检波器DEM1用导频信号检测输出信号，并取出输出信号和导频信号中相同的频率成份(频率为2140±66.875MHz的边带)作为直流成份，并进行调整来最小化该直流成份的电平。
这样，根据本发明，可以在把畸变信号抑制到理想情况下的同时，通过用分频器PRS1和混频器MIX1来从一个本地振荡器OSC1获得导频信号的配置，来在过去的设备基础上减少在畸变消去环控制电路中所使用的振荡器数量。由于分频器PRS 1和混频器MIX1可以与耦合器CPL1和误差放大器AMP2等电路元件一样提供在一块集成电路上，这样就可能实现前馈放大器的小型化。
进一步根据该实施例，在畸变消去环控制电路CNT2’中，从第七耦合器CPL7输入的输出信号经过第一滤波器FIL1，在被混频器MIX2下变频后再进一步经过第二滤波器FIL2，本地振荡器OSC1的信号还被分频器PRS1分频成下转换导频信号，这样就可以根据两个下转换后的信号来操控正交检波器DEM1。这样，正交检波器DEM1的动态范围可以变得比实施例1中的更小，因此就可以使用廉价的正交检波器，从而可以得到一个廉价的前馈放大器。
另外，虽然在实施例2中使用了第一滤波器FIL1和第二滤波器FIL2来除去传输载波，但是这些滤波器可以是任何一种带通滤波器，带阻滤波器和低通滤波器，只要他们能够只通过导频信号来从输出信号中除去传输载波。另外，在传输载波被充分地除去了的情况下，不使用这些滤波器也可以获得同样的效果，这样就可以得到一种省略了第一滤波器FIL1和第二滤波器FIL2两者或其中一个的配置。
另外，在上面的实施例1中，第一耦合器CPL1相当于本发明的第一个分支装置，而第二耦合器CPL2相当于本发明的第一个反相合成装置，这些部分组成了本发明的提取装置。
另外，第三耦合器CPL3相当于本发明的第二反相合成装置，矢量调整器VAP2相当于本发明的矢量调整装置，误差放大器AMP2相当于本发明的畸变成份放大装置，这些部分组成了本发明的输出信号生成装置。
另外，畸变消去环控制电路CNT2中的本地振荡器OSC1相当于本发明的本地振荡器，分频器PRS1相当于本发明的分频器，混频器MIX1相当于本发明的第一混频器，这些部分组成了本发明的导频信号生成装置。
另外，主放大器AMP1相当于本发明的放大装置。
另外，第四耦合器CPL4相当于本发明的合成装置，正交检波器DEM1相当于本发明的调节装置。
另外，本地振荡器OSC1相当于本发明的第一转换装置的本地振荡器，混频器MIX2相当于本发明的第二转换装置的第二混频器，分频器PRS1相当于第二转换装置的分频器，第一滤波器FIL1和第二滤波器FIL2相当于本发明的第一转换装置的第一滤波器和第二滤波器。
因而，虽然可以有一种全部或部分省略了矢量调整器VAP1、第五耦合器CPL5、第六耦合器CPL6、畸变检测环控制电路CNT1、延时单元DLY1、延时单元DLY2和误差放大器AMP2的配置，或者是进一步省略了畸变成份放大装置的配置，但是仍然应该有一种提供了符合上面实施例的部分的配置，使得它能够充分地完成前馈放大器的工作。
另外，虽然在上面的实施例1和2中所描述的畸变检测环控制电路CNT1是模拟式的，但是也可以实现成具有CPU和与过去的例子中的控制电路14相类似的检波器的数字式的。在这种情况下，就可能只用第六耦合器CPL6的合成输出来控制第一矢量调整器VAP1。因而，本发明的前馈放大器也可以实现成省略了第五耦合器CPL5的配置。
另外，虽然上面的实施例中曾描述到正交检波器DEM1是通过接收完全相同频率的导频信号和输出信号的输入来工作的，本发明的控制装置也可以通过接收不同频率的信号输入来施加控制以维持载波抑制特性。例如，它可以根据本地振荡器OSC1，而不是导频信号和输出信号来工作，或者是根据分频器PRS1的输出信号来工作。
另外，虽然上面的实施例中曾描述到导频信号是通过将本地振荡器OSC1的输出和分频器PRS 1的输出在第一混频器进行混频而得到的，但是也可以使用除混频器之外的其他调制装置，因为，根据本发明，只要能将具有输出信号频带之内的频率的本地振荡器输出调制到具有输出信号频带之外的频率的分频器输出，从而得到导频信号就足够了。
另外，虽然实施例1和2中的分频器PRS1的分频数是32，但是该分频数明显地可以根据导频信号的设定频率来自由改变，以获得同样的效果，而且分频数不一定要是一个整数。例如，可以使用分频数是如5/16之类的小数的小数分频器。另外，虽然本地振荡器OSC1的振荡频率是2140MHz，但是这只是一个例子，通过根据所需导频信号的设定频率，在前馈放大器的将要放大的频带附近选择频率，也明显可以得到相同的效果。
另外，虽然实施例1和2中的分频器PRS 1的分频数是固定的，但是通过将分频数设为一个可以根据传输载波的频率和功率级改变的可变值，也可以取得相同的效果。
另外，虽然实施例1和2中的第五耦合器CPL5是位于主放大器AMP1的输出和第二耦合器CPL2的输入之间的，但是只要从第五耦合器所取得的信号包括传输载波就可以得到相同的效果，而不管它是从哪一个点引出的。例如，通过从第一延时单元DLY1的输出和第二耦合器CPL2的输入之间、或从第一延时单元DLY1的输入端、或在AMP1是多级的情况下从主放大器AMP1级间或输入端、或从第二耦合器CPL2的输出和延时单元DLY2的输入之间、或在有多个延时单元DLY2的情况下从它们之间、或从延时单元DLY2的输出和第三耦合器CPL3的输入之间、或在第三耦合器CPL3的输出之后从第七耦合器CPL7合成输出取得传输载波也可以得到相同的效果。
另外，虽然实施例1和2中的第六耦合器CPL6是位于第二二耦合器CPL2的输出和第二矢量调整器的输入之间的，但是通过在第二耦合器CPL2的输出和第六耦合器CPL6的输入之间插入一个放大器，以增强第六耦合器CPL6的输出电平，或是在第二耦合器CPL2的输出和第六耦合器CPL6的输入之间插入一个衰减器或同时插入衰减器和放大器，以抑制从第六耦合器CPL6到第二耦合器CPL2的反射能量和防止驻波，也是可以得到相同的效果的。
另外，通过用一块把至少两个组件电路单元集成在一块集成半导体衬底上的IC来作为实施例1和2中所示的应置换控制电路CNT2，也可以得到相同的效果，并因此可以进一步小型化。
另外，通过在一个具有完成传送功能的传送装置，和完成接收功能的接收装置的通信设备上使用本发明的前馈放大器，使得可能实现一种小型化的基站设备，只要将它用在移动通信装置的基站中。
如上所述，本发明的前馈放大器可以在将畸变信号抑制到理想情况下的同时，减少所需振荡器的数量，从而可以实现前馈放大器的小型化。