具有简单结构的跳频通信装置 这个申请要求已有日本专利申请号JP2002-064825专利申请之优先权，其在此引入用于参考。技术领域
本发明涉及一种跳频扩频通信装置，具体地，涉及一种扩频GFSK(高斯频移键控)通信装置，它能够保持近似均匀的频偏而与载波频率无关。背景技术
通常，GFSK通信装置包括一个VCO(压控振荡器)以便产生已调制载波，作为发射信号。该VCO不仅仅用于调制载波而且还用于完成载波的跳频。
发射信号必须具有限制在规定范围内的频偏。如果载波的载波频率是固定的，就容易将频偏限制在规定范围内。即，提供给VCO的调制电压幅度只是限制在这种情况下期望的范围内。
然而，载波频率经常跳变(变化或切换)而且事实上取预定跳频频率的任何一个。在这种情况下，如果调制电压的幅度是固定的，频偏根据载波频率的变化或跳变而改变。换句话说，VCO具有取决于载波频率的频偏特性。
相关的GFSK通信装置包括频偏校正电路，为了将该频偏限制在规定范围内。
可是，该频偏校正电路具有复杂地结构。例如，该频偏校正电路包括一些电阻器和分别与电阻器连接的一些开关。此外，因为存在许多开关状态ON/OFF的组合，所以很难控制频偏校正电路。发明内容
因此，本发明的目的是提供一种具有简单结构的跳频(扩频GFSK)通信装置，其能够将频偏限制在与载波频率无关的规定范围内。
在描述一些处理过程时本发明其他目的将变得更清楚。
根据本发明的第一方面，跳频通信装置包括压控振荡器以便产生由调制信号调制的已调制信号。该载波具有以规律的间隔被变成任何一个跳频频率的载波频率。该跳频通信装置包括用于存储许多与跳频频率有关的调制系数的存储器。控制单元与存储器连接。当后续的跳频频率被确定时，根据来自存储器的后续跳频频率，控制单元读出调制系数中的一个，作为读出调制系数。调节部分与该控制单元连接并且与压控振荡器连接。调节部分利用读出的调制系数，调节调制信号的电压辐值，以将已调制信号的频偏限制在与载波频率无关的预定范围内。
根据本发明的第二个方面，一种方法用于将从跳频通信装置传送的发射信号频偏限制在与跳频频率无关的预定范围内。该跳频通信装置包括压控振荡器，以便产生由调制信号来调制载波的已调制信号。该载波具有以规律的间隔被变成任何一个跳频频率的载波频率。该方法包括存储许多与跳频频率相关的调制系数的多个步骤；在后续跳频频率被确定时，根据来自存储器的后续跳频频率，读出一个调制系数，作为读出调制系数；以及利用读出的调制系数，调节调制信号的电压辐值，以将已调制信号的频偏限制在与载波频率无关的预定范围内。
根据本发明的第三方面，一种方法用于建立与跳频频率相关的调制系数。该调制系数是用于将从跳频通信装置发射的发射信号频偏限制在与载波频率无关的预定范围之内。该跳频通信装置包括压控振荡器，以便产生由调制信号来调制载波频率的已调载波信号。该载波被变成以规律间隔跳频频率的任何一个。该方法包括将测量计算机和频偏测量单元与跳频通信装置连接的步骤；从计算机，指示跳频通信装置要保持跳频频率之一作为第一载波频率；将利用预定模式信号调制的第一载波频率的第一发射信号从跳频通信装置发射到频偏测量单元；在该频偏测量单元，测量第一发射信号的频偏以便获得第一结果；从计算机，指示跳频通信装置要保持另一个跳频频率作为第二载波频率；将利用预定模式信号调制的第二载波频率的第二发射信号从跳频通信装置发射到频偏测量单元单；在该频偏测量单元，测量第二发射信号的频偏以便获得第二个结果；以及利用第一载波频率，第一结果，第二载波频率和第二结果，采用线性插值法来计算调制系数。附图说明
图1是显示常规压控振荡器主要部分的电路图；
图2是显示用于描述频偏的示意图；
图3是频偏与载波频率之间的关系图；
图4是提供在相关扩频GFSK通信装置中最大频偏校正电路的电路图；
图5是根据本发明优选实施例的跳频扩频GFSK通信装置的方框图；
图6是用于描述图5中装置跳频工作的时序图；
图7是当载波频率恒定时，频偏相对于调制信号的电压幅度的关系图；
图8是调制信号需要的电压幅度相对于载波频率的关系图；
图9是用于测量频偏的测量系统方框图；
图10是用于描述图9的测量系统工作的流程图；
图11是用模拟信号波形表示″11110000″模式的例子；
图12是用于描述利用图9测量系统获得的测量结果线性插值法的关系图；
图13A是用于描述校准插值法结果的图；
图13B是一个显示校准结果的图；
图14是调制系数相对于载波频率之间的关系图；
图15是显示存储在与图3装置连接的外部储存器装置中的信息表格；
图16显示用于将调制系数写入外部储存器装置所使用的一组写入命令的数据序列；
图17是图5中装置提供的高斯滤波器的方框图；
图18是调制电压相对于载波频率之间的关系图；
图19是频偏与相对每个跳频的调制电压之间的关系图；
图20是描绘通过图5装置获得的频偏相对于载波频率的关系图；
图21是包括电压幅度与初始电压幅度的比值栏的表格；
图22是用于描述读出对应于后续跳频频率的调制系数的操作时序图。具体实施方式
参考图1到3，首先将描述常规的跳频GFSK(高斯频移键控)通信装置。GFSK通信装置可以被认为是一种跳频GFSK调制无线电装置。
常规GFSK通信装置包括一个根据提供的输入电压改变其振荡频率的VCO(压控振荡器)。在GFSK通信装置中，GFSK调制是利用压控振荡器来实现的。换言之，VCO的振荡频率通过提供给VCO的调制电压(或基-带信号，或调制信号)来改变。该调制电压对应于传输的数字编码。
VCO包括一个包含有例如图1中所示变容二极管(具有电容量D)的LC电路。VCO的振荡频率“F”由下面方程式给出：F=1/2π(L(C+D)).]]>该振荡频率是通过改变变容二极管的电容量D调节的。具体地，当外加到变容二极管的反向电压变小时，电容量D变大而振荡频率变低。相反地，当外加到变容二极管的反向电压变大时，电容量D变小，而振荡频率变高。
同时，实际上为了执行频谱扩频GFSK通信，发射信号(已调制载波或GFSK波)的频偏(频偏宽度或频率偏移量)必须是在由它的通信标准规定的范围之内。例如，蓝牙(Bluetooth)标准将频偏限制在140-175kHz范围内。换句话说，根据蓝牙标准，调制指数限制在0.28-0.35的范围内。该限制基于如下理由。
当GFSK波的频偏变小时，对应于GFSK波的数字编码“0”和“1”的频率之间的差别也变小了。因此，在接收机中就难以辨别解调制后的数字编码“0”和“1”。此外，当频偏大到以至于GFSK波频率超过了分配的频带时，该GFSK波就干扰相邻信道的GFSK波。结果，在包含这种通信装置的通信系统中导致严重的失败。
此外，频偏代表载波频率(中心频率“F0”)与对应于发射信号(或已调制载波)的二进制数据“1”的频率(F0+Δf)或者对应于“0”的频率(F0-Δf)之间的差值“Δf”，如图2中所示。
在一种条件下，即载波频率是固定时，发射信号的频偏就通过将调制信号到电压幅度限制在预定范围内，来将调制信号的电压幅度限制在规定的范围内。然而，在频谱扩频GFSK调制无线装置中，VCO不仅仅调制载波而且还完成载波的跳频。因此，存在一种可能性，即，尽管调制信号的幅度限制在预定的范围内，但是在GFSK调制无线电装置中，频偏超出规定的范围。
在执行频谱扩频的GFSK调制无线电装置中，改变变容二极管容量D，以不仅完成调制而且也实现跳频。总之，减少容量D以增大载波频率，和增大容量D以减小载波频率。在此，当载波频率分别或高或低于跳频频率时，假定变容二极管具有容量“Dh”和“D1”。在这种情况下，维持不等式“Dh＜D1”成立。如果调制信号的电压幅度是固定的，由调制信号所引起的变容二极管中容量变化ΔD是不变的，与容量D无关。因此，维持不等式“ΔD/Dh＞ΔD/D1”成立。该不等式意指在调制信号具有固定电压幅度的条件下，当载波频率变高时频偏变大。总之，当调制电压幅度固定时，发射信号的频偏随着执行跳频的VCO中载波频率的改变而变化。因此，存在一种可能性，即，在预定范围内调制电压幅度的限制无法将频偏限制在依靠GFSK调制无线电装置载波频率所规定的范围内。
图3显示在加到到VCO的调制信号电压幅度是常数的情况下，一个载波频率与频偏之间测量关系结果的例子。
相关的频谱扩频GFSK通信装置包括一个最大频偏校正电路，如在未经审查的日本专利公开号No.Hei 1(1989)-243730中所公开的校正电路。最大频偏校正电路根据载波频率调节调制信号的电压幅度，以便粗略地补偿VCO的频率特性以及粗略地补偿发射信号的频偏。
具体地，最大频偏校正电路包括多个电阻器R1到Rm和一些开关，如图4中所示。每个电阻器的一端与每个开关连接，而另一端通过电容器接地。这些开关还与连接到VCO的输出端连接。
最大频偏校正电路在输入端接收包括调制信号的VCO控制信号Vin，并且将校正的或者调节的VCO控制信号Vout通过输出端提供给VCO。最大频偏校正电路根据载波频率来控制每个开关的开/关状态，以便调整VCO的控制信号。
因为电阻器和开关，最大频偏校正电路具有复杂的结构。此外，很难为每个跳频确定开关状态的组合。这些开关的控制也很复杂。
另外，最大频偏校正电路不能应付VCO的产品变化以及通信标准的变化和修改。这是因为，电阻器的电阻是在假定VCO具有已知调制灵敏度以及假定频偏校正量可以唯一确定的条件下才确定的。应付VCO产品变化的技术公开在未经审查的日本专利公开号No.Tokkaihei 11(1999)-274951中。然而，这种技术用于载波频率固定的无线电装置。在这种技术中，非易失存储器仅仅储存三组数据。数据组之一被用于确定载波频率。其余的两个数据组用于根据二进制数“0”和“1”来调整载波频率。这个公开没有透露或讲解载波的跳频和频偏根据载波(或跳频)的变化。
参照图5和22，将根据本发明优选实施例对频谱扩频GFSK无线电通信装置进行描述。
图5是显示频谱扩频GFSK无线电通信装置的结构方框图。所示装置100包括基带部分(以下缩写成BB部分)110和射频部分(以下简称RF部分)130。BB部分110用于控制传输数据信号和用于解调接收的数据信号。RF部分130用于发射和接收无线电波(GFSK波)。
BB部分110包括中央处理器(CPU)111，接口(UART：通用异步收发器)112，随机存取存储器(RAM)113，存储器控制器114，和无线电接口部分115。无线电接口部分115具有高斯滤波器(GF)116和时钟恢复电路117。
CPU111由一个与接口112连接的外部主机150控制。CPU111利用存储控制器114将信息读出/写入外部存储器装置(非易失存储器，例如闪速存储器)170。外部存储器装置170储存后面将提到的调制系数而且作为BB部分110的实际部件。外部存储器装置170可以替代提供于BB部件110中的内部非易失存储器。
主机150通过接口112提供传输数据信号给无线电接口部分115的高斯滤波器116。高斯滤波器116输出该传输数据信号，作为具有对应于二进制“0”和“1”的两个电平电压的模拟调制信号(或基带信号)。
RF射频部分130包括压控振荡器(VCO)131、时钟132、锁相环(PLL)133、鉴相器(PD)134、充电泵135、功率放大器(PA)136、双工器137、天线138、低噪声放大器(LNA)139、乘法器140、带通滤波器(BPF)141、放大器组合142，和偏差检测器(或解调器)143。
来自BB部分110的高斯滤波器116的模拟调制信号提供给VCO131以便控制从RF部分130传送的发射信号的频偏。当模拟调制信号没有从BB部分110提供时，VCO131根据充电泵135提供的控制电压载波频率(或中心频率)进行振荡。VCO131响应从高斯滤波器116提供的调制信号电压，将载波频率偏移向较高频率一侧或者较低频率一侧，以便产生发射(或调制)信号。
PLL133根据预定的分离比分离来自时钟132的时钟信号，以便产生基准信号。PLL133进一步分离要与基准信号相比较的VCO131的输出信号(具有载波频率)。PLL133对VCO131的输出信号周期地改变分离比，以便执行载波频率的跳频(变化)。PLL在CPU111的控制下以规则的间隔改变分离比。PLL133提供两个分离的信号给鉴相器134。
鉴相器134将来自PLL133的两个分离信号互相进行比较，并且提供一个表示他们之间差的差值信号给充电泵135。
根据来自鉴相器134的差值信号，充电泵135改变提供给VCO131的控制电压。
因此，VCO131、时钟132、PLL133、鉴相器134和充电泵135周期地改变VCO131的中心频率，并且在每个周期保持它。从而，VCO产生使用作为跳频频率之一的载波频率。换句话讲，载波频率以规则的间隔变成跳频频率之一。
功率放大器136放大来自VCO131的发射信号，并且提供放大的发射信号给双工器137。双工器137将功率放大器136放大的发射信号提供给天线138。天线138将双工器137放大的发射信号发射到外面。
另一方面，由天线138接收的接收信号通过双工器137输送给低噪声放大器139。
低噪声放大器139低噪声地放大接收信号并且提供放大的接收信号给乘法器140。
乘法器140倍乘来自低噪声放大器139的接收信号并且提供该倍乘的信号给带通滤波器141。
带通滤波器141将从乘法器140提供的倍乘信号滤掉除预定频带以外的其它频率分量。也就是说，带通滤波器141通过了属于预定倍乘信号频带的频率分量作为滤波的信号。该滤波的信号提供给放大器组合142。
放大器组合142以预定的增益放大滤波的信号并且将放大的滤波信号提供给偏差检测器143。
偏差检测器143解调制该放大的滤波信号，以便从放大的滤波信号检测出数据。偏差检测器143将检测的数据提供给BB部分110的时钟恢复电路117，作为检测数据信号。
如上所述，图5的无线电装置100采用跳频频谱的扩频调制通信方法。这种方法周期地改变载波频率(或发射信号的中心频率)，如图6所示。在图6中，载波频率可以采用从2402到2480MHz的跳频频率之一。载波频率的周期变化是通过改变用于分离VCO131的输出信号的分离比来实现的，如上在PLL133中所述。
VCO131具有这样的特性，即在调制信号具有恒定电压幅度的情况下频偏按照载波频率的增加而变大。为了补偿频偏特性，无线电装置100利用这种特性，即，频偏取决于调制信号的电压幅度。
图7显示一个在载波频率是固定时施加在VCO131上的调制信号电压幅度与频偏之间关系的例子。如图7所示，频偏随着调制信号的电压幅度线性地增长。所以，随着载波频率的增加通过减少电压幅度来变平坦或补偿发射信号的频偏，如图8所示。
适用于跳频的跳频频率与调制信号电压幅度之间的关系如下建立。
首先，如图9所示，为了测量将个人计算机(PC)50与无线电装置100连接。主机150可以用来代替个人计算机50。此外，频偏测量单元(VSA)52与无线电装置100连接而代替天线138。频偏测量单元52还与个人计算机50连接。
接下来，个人计算机50将测量数据组提供给无线电装置100的BB部分110，指示无线电装置100发射测量数据组。频偏测量单元52测量包含测量数据组的发射信号频偏，并且提供测量结果给人计算机50。此外，个人计算机50还安排无线电装置100发射具有不同载波频率的发射信号，以便获得其它的测量结果。个人计算机50根据频偏测量装置52的测量结果为每个跳频频率校准相关的频偏。
参照图10，将描述关于个人计算机50中相关频偏的校准。这里仅仅测量两个对应于最低跳频频率和最高跳频频率点。这是因为频偏在这两个点之一有最大值而在另一点处有最小值。
在步骤S601，个人计算机50设置无线电装置100连续地(或重复地)发射预定的模式，作为发射数据集。例如，蓝牙标准定义“11110000”的模式做为预定的模式。图11显示表示“11110000”模式的模拟信号波形。“11110000”的模式也被用来测量BB部分110的高斯滤波器116的最大输出。
当发射数据被设置从个人计算机50到无线电装置100时，预定模式(即调制电压)的幅度被设置到个人计算机50。在此引进“调制系数”的概念。调制电压是通过利用调制系数设置的。调制系数可以取预定的系数范围内的一个值。例如，系数范围是从“0”到“1023”。 在这种情况下，当中间值设置为“512”时调制电压(或峰-峰幅度)假定为60mVpp。因此，电压幅度可以从“0”变化到“120”mVpp。在这个实施例中，“校准”的术语意指为全部跳频频率建立调制系数。在步骤S601，中间值“512”被设置为初始值与载波频率无关，因为还没有建立调制系数。调制系数的设置是通过将调制系数存储到高斯滤波器116的寄存器来实现的，如后面所描述。
接下来，在步骤S602，个人计算机50指示无线电装置100保持最低的或最高的跳频频率。这迫使停止载波频率的跳频。如果无线电装置100正常地运行并且执行跳频，则很难正确地测量频偏。
当上述设置完成时，在步骤S603个人计算机50安排无线电装置100开始发射数据的发射。无线电装置100根据个人计算机50的指示开始预定模式的连续发射。
在步骤S604，频偏测量单元52测量从无线电装置100发射的发射信号(GFSK波)的频偏数值。当频偏测量单元52完成频偏值的测量时，就将测量结果报告给个人计算机50。
在步骤S605，依据接收的测量结果，个人计算机50判断对最低和最高跳频频率两者的测量是否完成。如果对最低和最高的跳频频率之一测量没有完成，在步骤S606，个人计算机50改变载波频率到另一个跳频频率。然后，步骤S606返回到步骤S601，并且再执行步骤S601到S605。
另一方面，当对最低和最高跳频频率两者的测量完成时，步骤S605到达步骤S607。在步骤S607，个人计算机50判断对应于最低和最高的跳频频率的频偏值是否处于比由无线电通信标准规定的确定(或允许)范围窄的预定(或可容许的)范围之内。该预定范围在中心频率两侧具有几个千赫兹(kHz)的宽度。例如，当规定范围由蓝牙标准确定是140-175kHz范围时，该预定范围被确定在160±5kHz。
当对应于最低的和最高的跳频频率的频偏值包括在预定范围内时，步骤S607到达步骤S608。
在步骤S608，个人计算机50为全部跳频频率都使用″512″的调制系数，并且将″512″调制系数一次全部地写入外部储存器装置170，这与每个跳频频率有关。因此，完成校准。
另一方面，当对应于最低和最高的跳频频率的频偏值超过预定范围时，步骤S607到达步骤S609。
在步骤S609，个人计算机50利用线性插值法建立对应于所有跳频频率的新调制系数。然后，个人计算机50从新的调制系数获得两个对应于最低和最高跳频频率的调制系数。此外个人计算机50设置采集的调制系数给无线电通信装置100以便第二次利用它们执行步骤S601到S606。也就是说，再利用采集的调制系数代替″512″执行步骤S601到S606。
在步骤S607的第二次，当个人计算机50断定对应于最低和最高跳频频率的频偏值包括在预定范围内时，步骤S607跳步骤S608。在步骤S608，个人计算机50将如上所述在步骤S609建立的调制系数一次全部地写入外部储存器装置170，以分别地将它们与跳频频率相联系。因此，完成校准。
在步骤S607的第二次，如果对应于最低和最高跳频频率的频偏值之一或两者超过预定范围时，步骤S607再到达步骤S609。然后，个人计算机50根据第二次测量结果再建立新的调制系数。
上述的操作重复执行直到上次测量结果的频偏值包含在预定范围内为止。
依据这个实施例，如上所述，全部跳频频率调制系数都可以通过校准方法一次全部地建立。
另外，用粗实线描绘的步骤S601、S602、S603、S608和S609都是个人计算机50控制无线电装置100的步骤。换句话说，这些都是从外面控制无线电装置100的步骤。这些步骤是利用HCI(主机控制器接口)命令完成。也就是说，该校准是通过来自无线电装置100外部的控制完成的。HCI意指在主机150与主机控制器(这里，相当于无线电装置100)之间的通信协议。HCI命令是来自主机150用于操纵主机控制器的。
接下来，将参照图12、13A和13B描述有关在步骤S609的线性插值法。
图12显示一个当调制电压是常数时在VCO131的载波频率与频偏之间测量结果关系的例子。如很容易从图12理解，频偏值通常根据载波频率的增加线性地减小。所以，如果对应于最低和最高跳频频率的频偏值被测量，就通过线性插值法建立频偏特性。也就是说，当线性插值法被用于频偏测量单元52的测量结果时，就获得与无线电装置100的跳频频率相关的频偏特性。图13A显示线性插值法的结果。
在图13A中，对应于最低跳频频率的频偏值用“fa”表示，而对应于最高跳频频率的频偏值用“fb”表示。频偏的目标用“fO”表示。对应于最低跳频频率的调制系数用“Ca”表示，而对应于最高跳频频率的调制系数用“Cb”表示。
对应于最低和最高的跳频频率的新调制系数Ca′和Cb′由下列方程式给出
Ca′＝Ca×f0/fa (1)和
Cb′＝Cb×f0/fb (2)
对应于剩余电平的每个剩余的新调制系数由下列公式给出
Ci′＝(Fi-Fmin)/(Fmax-Fmin)×(Cb′-Ca′)+Ca′ (3)其中，Fi表示第i个跳频频率(或第i个频道)，Ci表示对应于第i个跳频频率Fi的新调制系数，而Fmin与Fmax表示最低和最高的跳频频率。
通过利用上述的三个方程式(1)、(2)和(3)，全部跳频频率的新调制系数一次全部地建立。
下面说明具体的例子。在此，假定Fmin＝2402MHz、Fmax＝2480MHz、Ca＝512、Cb＝512、fa＝140kHz、fb＝175kHz和f0＝160kHz。调制系数可能取如上所述的″0″到″1023″的整数。
首先，对应于最低和最高跳频频率的新调制系数Ca′和Cb′利用下面的方程式(1)和(2)建立。然而，在下面方程式中省略了小数点后的部分。
Ca′＝512×160/140＝585
Cb′＝512×160/175＝468
对应于剩余的跳频频率的剩余调制系数是通过用如下方程式(3)建立的。
C2′(对应于2403MHz的跳频频率)
＝(2403-2402)/(2480-2402)×(468-585)+585
＝584
C3′(对应于2404MHz的跳频频率)
＝(2404-2402)/(2480-2402)×(468-585)+585
＝582
C4′(对应于2405MHz的跳频频率)
＝(2405-2402)/(2480-2402)×(468-5 85)+585
＝581
C40′(对应于2441MHz的跳频频率)
＝(2441-2402)/(2480-2402)×(468-585)+585
＝527
如果频偏重测是利用通过上述方法建立的新调制系数完成的，则频偏是常数，并且等于目标f0而与载波频率无关，如图13B所示。
图14显示了跳频频率和新调制系数之间的关系。如从图14中所理解，对应于较高跳频频率的调制系数比对应于较低跳频频率的调制系数大。
每个调制系数取如上所述系数范围内的一个整数值(或一个离散值)。因此，在系数范围是窄的情况下，存在一种可能性，即，对应于所有跳频频率的频偏值没有限制在预定范围内。换句话说，存在一种可能性，即，对应于所有跳频频率的调制系数不能建立在窄的系数范围之中。特别是，当无线电装置100相对于载波频率变化具有较高的频偏变化率时，这种可能性是很高的。因此，所期望的系数范围尽可能的宽。
通过上述方法获得的新调制系数被写入如上所述的外部储存器装置170。这个写入操作是通过分配地址给跳频频率以及使用一批写入命令来完成，如图16所示。图16的批量写入命令包含写入指令、写数据长度指示、起始地址指示以及对应跳频频率的调制系数。
当无线电装置100开始正常运行时，读出存储在外部储存器装置170中的调制系数，然后写入RAM113。在正常运行中，每当载波频率切换(或被变成跳频频率的任何一个)时，对应于后续跳频频率的调制系数从RAM113读出，以便将其设置在提供于高斯滤波器116的寄存器中。就是说，每当中央处理器112决定后续跳频频率时，这些跳频频率将被用于后续跳频周期，它根据后续跳频频率读出相应的调制系数之一。
接下来，参照图17，详细描述高斯滤波器116。
在图17中，高斯滤波器116包括数字滤波器401、寄存器402、乘法器403、数模转换器(DAC)404和低通滤波器405。寄存器402是被用来存储为了测量频偏的初始调制系数的相同寄存器。
数字滤波器401限制了向其提供的数字数据(或发射数据)信号的频带。寄存器402存储对应于后续跳频频率(或频道)的调制系数并且在CPU113控制下从RAM113读出。乘法器403将来自数字滤波器401的频带限制数字数据信号与存储在寄存器402的调制系数相乘。数模转换器404将从乘法器403输出的数字信号转换成模拟数据信号。低通滤波器405将来自数模转换器404中的高频分量除去，并且将它(滤波器的信号)提供给VCO131作为模拟调制信号。因此，模拟调制信号具有根据每个跳频频率调整的电压辐值。
在此，假定来自高斯滤波器116的模拟调制信号的电压辐值在初始状态等于60mVpp(即，调制系数等于“512”)。在这种情况下，对应于每个跳频频率的模拟调制信号的电压辐值“Vai”如下。
Va1(对应于2402MHz的跳频频率)
＝60×585/512
＝68.6mVpp
Va2(对应于2403MHz的跳频频率)
＝60×584/512
＝68.4mVpp
Va3(对应于2404MHz的跳频频率)
＝60×582/512
＝68.2mVpp
Va4(对应于2405MHz的跳频频率)
＝60×581/512
＝68.1mVpp
Va40(对应于2441MHz的跳频频率)
＝60×527/512
＝61.8mVpp
Va79(对应于2480MHz的跳频频率)
＝60×468/512
＝54.8mVpp
上面的结果绘制在图18所示的图中。
对于每个跳频频率，存在图19所示的调制电压与频偏之间的关系。所以，通过根据图18所示关系修正调制电压，频偏就变成如图20所示的常数。
图21显示一个包括电压幅值与初始状态电压辐值比率的列表格。
参照图22，正常运行将描述如下。
依据从主机150接收的发射数据，无线电装置100每隔一定间隔执行载波跳频。每当CPU111决定后续跳频频率时，它从RAM113读出对应于后续频率的调制系数，以便将其存入高斯滤波器116的寄存器402。对应的调制系数的读取与存储是在图22中阴影线的矩形处完成的，并且在后续跳频频率被用于发射数据的发射之前结束。
例如，当无线电装置100接收符合蓝牙标准的数据包时，CPU111从接收数据包读出频道(或载波频率)指示数据。CPU111再读出对应于由频道指示数据指定的频道的调制系数，而且将它存储在寄存器中。因此，无线电装置100能够根据载波频率(跳频频率)控制调制信号的电压辐值，而且将该频偏限制在与载波频率(或跳频频率)无关的规定范围内。
因此，尽管该无线电装置100有简单的结构，但是它能够根据载波频率以很高的精确度来调整或补偿频偏。换句话说，无线电装置100能够保持近似统一的频偏而与载波频率无关。此外，无线电装置100容易对付产品变化、老化和通信标准的修改。这是因为调制系数容易一次全部地建立，同时容易重新写入存储器。
迄今本发明已经连同优选实施例一起描述，对那些本领域的技术人员，很容易以各种各样方式将本发明应用到实际中。例如，可以在BB部分110中提供非易失存储器170。