瞬时位相连续化差分四相移键控调制技术 本发明涉及无线移动通讯技术领域。
π/4-DQPSK(π/4-shift Differential Code Quadrature Phase ShiftKeying)位相调制是近几年来在移动通讯中使用较多的一种调制方式，已被美国数字蜂窝系统标准IS-54和日本数字蜂窝系统PDC采用。在数字通讯领域的位相调制和解调技术中，位相跳变+π/4、-π/4、+3*π/4、-3*π/4，正好代表二位二进制数字信息00、01、11、10，作为标准调制方式的π/4-DQPSK位相调制技术，信号相邻码元之间的最大位相差的绝对值为π*3/4，最小位相差的绝对值为π/4。但位相跳变含有众多的谐波分量，谐波分量会消耗能量、占有频带宽度、降低抗干扰的能力、消耗一定量的功率等。在无线移动通信系统中，高的系统容量和高的通信品质是系统所追求的目标。为了实现这样的目标，就要有更高效的调制与解调方式、编码方式、多址方式来实现。
本发明的目的就是针对该现状而提出一种带有希尔伯特变换位相连续化差分π/4 QPSK调制和解调技术(简称HCDπ/4 QPSK)，是在原有的π/4-DQPSK位相调制技术基础上发展起来的。通过希尔伯特变换、建立位相连续化差分π/4QPSK调制和解调技术，信号相邻码元之间的在过渡区最大位相差的绝对值趋近于0，主要位相跳变值为连续变化值。在无线移动通信中能降低能量消耗、提高抗干扰能力，增强了保密性能，提高数据传输能力等。
在广带域码分多址扩谱通讯系统中(又称为21世纪无线多用户多媒体移动通讯系统CDMA中)，如采用了HCDπ/4 QPSK技术，可以有效提高全系统数据传输能力，提高全系统数字信号在传输过程中抗干扰的能力，减少数字信息占有的频带宽度，即高效地利用了有限的频率资源，提高全系统的综合能力。
本发明是通过以下的技术方案来实现的，其中主要有三点；一是希尔伯特变换(Helbter Transform)技术，二是位相连续化差分π/4 QPSK调制技术，三是解调技术。
附图有四幅。图1是HCDπ/4 QPSK调制发送端框图，图2是HCDπ/4 QPSK地接收解调器框图，图3是HCDπ/4 QPSK解调级的波形图，图4是HCDπ/4 QPSK调制级在diffCDMA系统中的频谱图。
当用π/4 DQPSK位相调制方式时，位相差和信号表达式可以写成(1)和(2)式的形式： Δθk＝θk-θk-1，θk＝Δθk+θk-1 (1)
f(t)＝A*cos(ωt+θk)＝A*cos(ωt+Δθk+θk-1)
＝cosωt·cos(Δθk+θk-1)-sinωt·sin(Δθk+θk-1) (2)式中，A为系数，θk为第k个码元周期的位相函数，θk-1是k+1个码元周期的位相函数，Δθk为相邻位相差。ω是载波信号的角频率。
找出f(t)的希尔伯特变换形式(t)，如(3)式所示：f^=12πj∫0∞{F(ω)ejωt-F(-ω)e-jωt}dω---(3)]]>∫0∞F(-ω)e-jωtdω=∫∞0F(ω)ejωtdω]]>f^=12πj{∫0∞F(ω)ejωtdω-∫-∞0F(ω)ejωt}dω]]>=12π{∫0∞-jF(ω)ejωtdω+∫-∞0jF(ω)ejωt}dω]]>=12π∫-∞∞{-jsgnω}F(ω)dω---(4)]]>式中，
F(ω)＝R(ω)+jX(ω) (5)，(5)式所描述的是f(t)在频域的实函数表示形式，实函数可以写成奇函数与偶函数之和的形式。奇函数、偶函数如(6)和(7)式所示。R(ω)=∫-∞+∞f(t)·cosωt·dt---(6),----R(ω)]]>为偶函数。X(ω)=∫-∞∞f(t)·sinω·dt---(7)----X(ω)]]>为奇函数。
其次根据(1)和(2)式，我们重新定义HCDπ/4 QPSK的系数A(t)如(8)式所示，θk(t)为第k个码元周期的位相函数如(9)式所示，θk-1(t)是k+1个码元周期的位相函数，Δθk(t)相邻位相差如(10)式所示。Tb为一个符号(symbol)周期或叫码元周期时间，A(t)=f2(t)+f^2(t)---(8),]]>θk(t)=tan-1f^(t)f(t)---(9),]]>
Δθk(t)＝θk(t)-θk(t-Tb)，θk(t)＝Δθk(t)+θk(t-Tb)(10)
经过此希尔伯特变换，在系统的发送端，根据上式就可以画出HCDπ/4 QPSK调制发送端框图，见图1所示。在图1中，HCDπ/4 QPSK调制器包含四个功能模块部分，一是希尔伯特变换模块(H变换)，二是位相差分与符号化模块(其中包括延迟部分)，三是位相连续化模块，四是QPSK调制级模块。
最后介绍HCDπ/4 QPSK的解调技术。在系统的接收端，经过希尔伯特变换解调后的相邻位相差Δθk(t)如(11)式所描述，是合成信号瞬时位相差。Δθk(t)=f^(t)f(t-Tb)-f(t)f^(t-Tb)f(t)f(t-Tb)+f^(t)f^(t-Tb)---(11)]]>
根据π/4 DQPSK位相调制方式的基本原理，输出端二个正交位相的信号分别叫Ik和Qk，输出的位相值Δθk(t)是由Ik和Qk合成而形成的。根据Ik和Qk的值就可以得到位相差信号Δθk(t)，再经过一个判决电路，将位相差信号Δθk(t)变成相应的二进制代码，这种解调方法为延迟解调方法。由此画出的HCDπ/4 QPSK的接收解调器框图如图2所示。在图2中，HCDπ/4 QPSK解调器根据功能分成几个部分，包含九个功能模块，有希尔伯特变换器、延迟器(完成一个符号周期Tb的延时)、乘法器和加法器。
本发明所涉及的技术已在大型计算机上做过模拟实验，实验时主要参数是：每一个频道数据传送率为64Kbps，共用32频道，系统的数据传送率为2Mbps。第一级调制方式为HCDπ/4 QPSK方式，第一级载波频率为32KHz。导频信号包括在每一个频道之中，Walsh扩谱码的码率为4.096Mcps，系统发送端的载波频率为2GHz。
效果表现在波形图和频谱图二个方面。典型相邻位相连续化与不连续化的波形如图3所示，虚线是相邻二个周期的位相不连续化的波形，从图上可知，位相阶跃变化值为π/2。而实线描述的是二个相邻周期之间连续化后转移线，实现相邻周期平滑化过渡。阶跃信号从频谱学角度而言含有许多谐波分量，在信号传播的过程中要消耗能量和容易引起干扰，相对而言，二个相邻位相实践连续化之后，即压缩了频带宽度，减少了干扰。
频谱图见图4所示，粗线描述的是采用HCDπ/4 QPSK调制级的功率频谱，细线描述的是在第一调制级采用与非位相连续化技术功率频谱。图中的包络线除了主峰以外，左右各包含8个峰；也即是主峰为调制级的中心频率，从第二到第八峰8个峰分别为8次谐波分量。有用的信息主要由主峰来确定，其他谐波分量应该越小越好，因为谐波分量会消耗功耗做无用功。在移动无线通讯系统中，电源的利用效率应该越高越好。比较二种平均功率谱线中各谐波分量得知，除主峰保持不变以外，第二到第八峰分别下降了3.87db到19.36db。对非正弦信号的平均功率而言，等于恒定分量与各正弦谐波平均功率分量之和。根据计算得知，当K＝8时，二者平均功率之比为10∶6.5左右，即有用信号功率不变情况下，无用消耗功率大幅下降。另外一点是在系统的频带宽度方面，连续化系统输出频带宽度比非连续化系统频带宽度要窄。所以，HCDπ/4 QPSK调制方式使用后，有效地提高了diffCDMA的整体性能、包括减小频带宽度，提高了信噪此，提高了电源利用效率等。