包括开关式控制的交替供电变换器 【发明背景】
本发明涉及对dc/dc变换器的控制，无论它们是绝缘的还是非绝缘的。
一些负载，如微处理器和存储器，产生的电流经受快速瞬变。当出现瞬变时，向这些负载提供动力的dc/dc变换器必须使其输出电压基本上保持不变以使负载正常工作。例如，目前可用的微处理器其产生的电流在少于1μs内变化25amp，则在此期间内它的供电电压一定不能偏离标称值5％以上。
变换器可以包括线性反馈来控制开关转换元件的占空比，由此保持理想输出。dc/dc变换器中滤波元件的尺寸决定其对负载电流瞬变做出响应的速度。这些依次由变换器的开关转换频率以及在变换器的输入和输出波形中允许的波动量来决定。开关转换频率越高波动量越大，滤波元件越小，变换器能越快对负载瞬变做出响应。
但是，开关转换频率越高则变换器的效率越低。对于许多现在具有最多要求的负载，满足瞬变要求的开关转换频率给出太低的效率。
克服该问题地一种途径就是“交替导通”dc/dc变换器。利用众所周知的技术，几个dc/dc变换器提供所需的总电力。例如，两个或多个降压变换器(包括“主”和“空程”半导体开关，电感，以及电容)平行放置，计划使其中每一个承担相等量的总负载电流。所有的变换器以相同频率进行开关转换，但是在转换周期中，每个变换器的开关瞬间与其他变换器各自的开关瞬间相比发生均匀地移相。例如，两个变换器的相位可以相差180度，三个变换器的相位可以相差120度，等等。因此，每个变换器产生的波动波形与其他变换器的波动波形相位不同，当它们叠加时，在相当大的程度上互相抵消。
随着波动抵消，设计者们可以为每个变换器指定更大的各个波动级，以及更小的滤波元件。然后这些更小的滤波元件允许变换器集合比单个变换器能更快地对负载瞬变做出响应，以及更大功率的变换器在相同频率进行开关转换。因此交替导通技术实现更快的响应而不必升高转换频率，以及不必遭受可能发生的效率降低。
对dc/dc变换器实现快速响应的另一种众所周知的方法称为“开关式”控制。利用这种方法，控制电路监测输出电压。如果其降到低于在输出标称值以下例如3％处设置的阈值，则控制电路立即提高变换器的占空比到达其最大值。这使变换器的输出电流可与其上升得一样快。另一方面，如果输出电压升到高于输出标称值以上例如3％处设置的阈值，则控制电路立即降低变换器的占空比到达其最小值。这使变换器的输出电流可与其下降得一样快。当输出电压在两阈值极限形成的范围内，线性反馈回路控制占空比，从而在不出现负载瞬变时将输出电压固定在其标称值。
作为该方法的一种变化，一些控制电路使用更简单的“脉冲”控制，其中仅有一个阈值(所述在标称值以下3％处)用于覆盖线性反馈控制回路。当变换器仅需要对负载电流瞬变的一个极性做出快速响应时，可以选择该方法。
交替导通技术和开关式(或脉冲)控制有时进行结合以进一步提高变换器的响应速度。
驱动多个交替导通变换器的控制电路必须维持各变换器中动力的合理平衡。一种方法是感测每个变换器内的电流，并提供能改变每个变换器的占空比从而使其电流与其他变换器电流一致的电路。电流平衡电路系统的带宽与控制变换器输出电压的线性反馈回路的带宽相比特别低(比率为10或更大)。
利用这种电流平衡技术，当使用开关式(或脉冲)控制时，就会出现一个问题。当开关式控制部件启动时，各变换器的标准周期操作受到不同程度的干扰。
例如，假定输出电压降到其较低阈值以下，所有变换器的占空比设置为100％(即，每个变换器的主开关接通，空程开关断开)。在“脉冲时间间隔”内，直到输出电压回升到较低阈值以上(可能有滞后现象)的过程中，一些变换器可以使其主开关一直导通，使它们的操作不受影响。其他变换器可以使其空程开关在全部脉冲时间间隔内导通，使它们的操作因“损失”一部分空程间隔而受到明显地影响。当然，变换器可以使其空程开关只在一部分脉冲时间间隔内导通，从而使其操作因损失少量的空程间隔而只受到部分影响。
本例的所有情况下，“影响”是将变换器内的电流级提高到在没有脉冲控制时的电流级之上。由于每个变换器上的影响不等，因此结果就是不同变换器内的电流级不再相等。
如果输出电压太高，开关式控制器迫使占空比为0％(即，所有的空程开关接通，主开关断开)，则可能产生上面类似的结果。在这种情况下，主开关在至少一部分脉冲时间间隔内接通的那些变换器，使其电流级低于其他那些主开关在脉冲时间间隔内断开的变换器。
如果在某时只有一个这样的中断发生，那么电流平衡电路系统最终会将各变换器内的电流级恢复达到平衡。但是，如果几个中断出现得比平衡电路的频带宽度还快，那么可能是一些变换器内的电流升得太高。相反，其他变换器可能使其电流降得太低，从而出现不连续的操作(空程开关是二极管时)，或者开关电流成为负值(使用同步二极管时)。发明概述
为了克服上述问题，本发明于这里提出“瞬时中断”(即，放在暂时中断位置)振荡器电路，振荡器电路在脉冲时间间隔内提供各变换器的循环开关转换动作。在中断过程中，控制电路依据所需的操作接通所有变换器的主开关或空程开关。一旦脉冲时间间隔结束，本发明“启动”振荡器电路系统(即，允许振荡器从其周期内被中断的同一位置启动并继续工作)。在这一位置，每个变换器的主开关或空程开关哪个在其转换周期中的适当位置，变换器就返回使其接通。
通过中断振荡器电路，脉冲时间间隔均匀地影响所有变换器，并且不会损失正常运行周期。因此每个变换器中的电流在脉冲时间间隔内精确升高(或降低)相同量(假定所有量相等)。因此可以避免由于重复中断而导致电流失衡的加剧。
因此，根据本发明，第一功率变换器对第一振荡器信号做出响应，以便向输出提供第一功率。第二功率变换器对第二振荡器信号做出响应，以便向输出提供第二功率，其中第二振荡器信号与第一振荡器信号异相。覆盖电路系统覆盖第一和第二振荡器信号来改变两功率变换器的输出功率，从而校正输出。除去覆盖，第一和第二振荡器信号从其周期中被覆盖的位置继续变化。
在一个实施方案中，功率变换器是电压变换器，每个功率变换器的功率输出随输出电感内的电流改变而改变。
当覆盖第一和第二振荡器信号时，至少中断一个驱动第一和第二振荡器信号的振荡器。该振荡器中，电容周期性的充电和放电在覆盖过程中发生中断，因此在此期间电容两端的电压基本上保持不变。单个振荡器可以驱动两个振荡器信号。附图简述
本发明的上述和其他目的，特点和优势可显而易见地从下面对本发明优选实施例的详细描述和附图示出的内容得到，不同视图中相同的参考符号代表相同的部分。附图不需要按比例示出，其重点在于说明本发明的原理。
图1是并联的两个降压变换器的示意图。
图2示出图1中交替导通变换器的定时波形。
图3示出图1中交替导通变换器的控制电路。
图4示出因脉冲时间间隔产生瞬时电流失衡的定时波形。
图5示出振荡器中断以保持电流平衡的定时波形。
图6是一种中断振荡器电路的装置示意图。
图7是一种中断多振荡器电路的装置示意图，各振荡器的相位相差180度。
图8是使用正和负的占空比信号从振荡器波形中获得两个相位相差180度的数字信号的电路示意图。
图9是图8中振荡器电路的装置示意图。发明详述
本发明优选实施例描述如下。
本发明记叙为本发明涉及两个并联交替导通的非绝缘“降压”(或“向下”)变换器。本领域的技术人员知道如何将这里介绍的原理应用于其他功率变换器，包括其他dc/dc变换器布局，降压或升压，非绝缘或绝缘。此外，这里示出的降压变换器使用同步整流器作为它们的空程开关，也可以用二极管代替。
图1示出两个并联的降压变换器。图2提供了这两个变换器的定时脉冲波形，其中在它们启动瞬间相位相差180度。主开关101和102的导通时间间隔用标为MS1和MS2的波形示出。对于该实施例，当主开关没有接通时，空程开关103和104接通。因此，空程开关的导通时间间隔分别与MS1和MS2互补。当然，承受轻负荷时，可以在周期结束前断开空程开关以阻止负电流，这与使用二极管作为空程开关时发生的情况一样。
MS1和MS2波形可利用通常的方式，由振荡器电路产生的锯齿波与模拟反馈信号作比较而产生。图2示出这样两个锯齿波，OSC1和OSC2，每个锯齿波对应一个降压变换器。可以看到，两个波形的相位相差180度。尽管可以使用任何占空比，但是本例中选取的模拟反馈信号指定每个变换器的占空比为40％。
图2中的波形IL1和IL2分别表示电感105和106产生的电流。这些电流包括dc分量(虚线)和波动分量，该波动分量可由众所周知的方式确定。两波动分量的相位相差180度。
波形ITDT表示IL1和IL2叠加在一起得到的总电流。可以看到，总电流中波动分量的振幅小于IL1或IL2中波动分量的振幅。这是交替导通呈现的优势。总电流的波动幅度与单个变换器的波动幅度相比所减少的精确量是交替导通变换器的占空比及变换器个数的函数(参见Brett A.Miwa，David M.Otten和Martin F.Schlecht，“利用交替技术高效改善功率因数”，1992 IEEE 7thApplied Power Electionics Conference，1992年2月23至27日，第557至568页)。
图3示出图1交替导通变换器的控制电路。电路包括线性反馈回路系统301和开关式(bang bang control)控制电路系统302。上述总体设备(former)控制变换器的占空比，使输出电压Vout在正常状态下保持在理想值或标称值。当输出电压落在开关式控制电路设定的最小阈值和最大阈值以外时，后者“覆盖(override)”总体设备(即，其信号用于控制开关)。覆盖电路系统(override circuitry)303确保向驱动电路系统304提供适当的信号。此外，电流平衡控制电路系统305确保电感105和106内的电流其dc分量实现合理的平衡。
图3描绘的线性反馈电路系统包括两个振荡器电路306和307，它们产生异相的锯齿波OSC1和OSC2。还包括误差放大器电路308，它对实际输出电压Vout和其理想值Vdes之间的误差进行放大(利用阻抗313和314提供的适当的频率补偿)。误差放大器的输出Vd是与理想占空比成比例(可能存在一定偏差)的模拟信号。比较器309和310分别将占空比信号与两个锯齿波进行比较。如果开关式控制电路没有接通，那么这两个比较器会产生表示主开关101和102导通时间间隔的两个数字输出波(因此，根据定义，空程开关103和104的导通时间间隔)。
一些PWM电路使用锁存器(latches)，它们在每个周期的开始进行设置，当比较器改变状态时进行重置。
开关式控制电路包括两个比较器311和312。比较器311有一个输出BANGL，当输出电压下降到低于在标称值以下例如3％处设置的阈值VTL时，BANGL升高。比较器312有一个输出BANGH，当输出上升到高于在标称值以上例如3％处设置的阈值VTH时，BANGH升高。这些比较器可能出现或不出现滞后现象。
覆盖电路系统303通常从比较器309和310(波形317和318)获得输出波形，并将其送到驱动电路系统304，驱动电路系统产生适当的信号来驱动开关101至104。但是，当比较器312的输出BANGL太高时，覆盖电路系统303就忽略波形317和318。并且也不发送信号到驱动电路系统304，从而使主开关101和102导通(空程开关103和104断开)。相反，如果比较器311的输出BANGH太高，则覆盖电路系统发送信号到驱动电路系统，使空程开关导通而主开关断开。覆盖电路系统303可利用数字电路系统以众所周知的方式获得。
尽管图3没有指出，但是通常在输出电压与相同比例的理想电压级和临界电压级比较之前，首先利用分阻器(resistordivider)将输出电压分压。
图4的波形示出开关式控制如何使两个交替导通的变换器内的电流出现瞬时失衡。尽管未示出，但可以假定VD在图4示出的各周期内保持相对恒定。这是正确的假定，因为线性反馈电路的频带宽度比开关频率慢。
假定在t0时刻负载电流Iout发生正步变化，输出电压Vout开始下降。当t1时刻Vout穿过并低于开关式控制电路的最小阈值时，主开关101和102导通，直到t2时刻电压回到阈值之上(可能出现滞后现象)。
在t1和t2之间的脉冲时间间隔内，电感电流IL1和IL2升高。但是，由于本例中脉冲时间间隔出现时主开关101总是导通，因此IL1不受影响。与之相比，IL2在脉冲时间间隔内升高(图4下面的实线)而不是呈现如空程开关104导通时的降低趋势(下面的点划线)。可以看到，结果为IL1的dc分量不受脉冲时间间隔的影响，而IL2的dc分量升高。
现在假定在t3时刻负载电流发生负步变化，输出电压在t4时刻和t5时刻之间上升并高于开关式控制电路的最大阈值(同样假定出现滞后现象)。在此脉冲时间间隔内，空程开关103和104导通，电流IL1和IL2下降。这样，第二脉冲时间间隔出现时空程开关104总是导通，因此IL2不受影响。但是，IL1下降(下面的实线)而不是呈现如主开关101导通时的上升趋势(下面的点划线)。结果为IL1的dc分量下降，而IL2的dc分量不受脉冲时间间隔的影响。
如图4右侧所示，如果两个脉冲时间间隔出现得相对较快，并且具有适当的时间安排，那么流过两个电感的dc电流可能出现明显的失衡。当然，更多这样的脉冲时间间隔迅速到达会使这种失衡加剧。那么两个电流之一上升得非常高，使磁心饱和或超过开关的额定电流。当从负载撤回电力时，另一电流降得非常低，使其低于零(至少在部分周期)，同时变换器的效率降低。如果断开空程开关(或使用二极管)来阻止负电流，那么会失去两个变换器之间波动波形的对称性，并降低波形之间相互抵消的程度。
电流平衡电路系统解决这一问题的能力受其频带宽度的限制。通常，电流平衡电路系统的带宽比没有负载瞬变量时控制输出电压的线性反馈回路的带宽慢。许多负载都具有负载瞬变量，并以比此带宽更快的速度重复出现。因此上面概述的问题非常可能发生。
图5的波形示出了一种克服上述问题的方法。图中，振荡器电路306和307在t1和t2之间以及t4和t5之间的脉冲时间间隔内发生瞬时中断。这样做意味着在脉冲时间间隔内，振荡器在脉冲时间间隔开始时处于暂时中断状态，该振荡器确定每个交替导通变换器的开关周期的进展。一旦脉冲时间间隔结束，那么振荡器会在其周期内的中断位置再次启动，并从该位置一直持续工作到下一个脉冲时间间隔出现。和前面一样，假定VD在图5所示各周期内保持相对恒定。
图5中，BANGL和BANGH信号表示两个脉冲时间间隔的时间安排。同时也代表振荡器电路中断的时间。信号OSC1和OSC2是两个振荡器电路306和307的输出。可以看到，在脉冲时间间隔内这些通常呈锯齿形状的波形保持脉冲时间间隔开始时的水平不发生变化。一旦脉冲时间间隔结束锯齿波从该恒定水平继续上升，并完成它们各自的周期。由于中断，这些周期结束的时间比它们不发生中断时结束的时间晚(根据脉冲时间间隔的长短)。
在图5中第一个脉冲时间间隔内，输出电压太低，于是主开关101和102导通。因此IL1和IL2均在这一间隔内升高相同的量。然而，一旦时间间隔结束，两电路马上按其没有不脉冲时间间隔的方式继续变化，除了脉冲时间间隔的相关延迟。区别仅在于此时IL1和IL2均高于(下面的实线)没有出现脉冲时间间隔的情况(下面的点划线)。由于不存在通常振荡器周期的“损失”部分，因此两个电感电流受到脉冲时间间隔的影响相同。
类似地，图5示出第二个脉冲时间间隔，它使空程开关103和104导通，并导致IL1和IL2减少相等的量。
利用该方法电感电流不会出现失衡现象，因此也不会出现电流失衡带来的固有问题，不管脉冲时间间隔多久或多快重复一次。
注意，有可能在不同类型的脉冲时间间隔出现之前同一类型的两个或多个脉冲时间间隔(例如，输出电压太低)连续出现。根据它们如何相对于振荡器波形定时出现，上面参考附图4描述的问题可能发生，而参考附图5描述的“振荡器中断”方法可以解决这些问题。
图6示出一种实施振荡器电路中断的方法。图中，振荡器电路601产生锯齿波，该电路包括具有滞后作用的比较器602，计时电容器603，电流源604与断路晶体管609串联，以及重置晶体管605。通常，断路晶体管609和重置晶体管605用开关和控制终端的形式示出，开关闭合，则此时控制终端的电压高。本领域的技术人员知道怎样利用普通设备实现这些开关及其控制装置。
这一设计是特有的，尽管其他电路技术(模拟和数字)在本领域是众所周知的。例如，电流源可以由电阻器代替，重置晶体管可包含与其串联的电阻器。这样做以已知的方式改变了计时电容两端的电压波形，但并不影响这里阐述的原理。例如，当电流源由电阻器代替时，振荡器波形将具有指数弯曲部分而不再是直线。增加一个与重置晶体管串联的电阻器，那么与振荡器输出波形的上升时间相比，其下降时间延长。电流源也可以用于重置通路中。
此外，如果要达到波形抵消的总量，则交替导通变换器的控制电路需要在各个振荡器之间具有良好的对称性。例如，锯齿波必须具有相同的振幅和正确的相位。实现对称性的技术包括使用相匹配的部件，以及使用能感测到变换器之间缺乏对称性并对失衡进行校正的电路。
振荡器电路的设计中，电流源604对计时电容603充电，电容两端的电压线性升高。当电压超过比较器602的较高阈值时，比较器的输出改变状态，它启动重置晶体管605，计时电容放电。一旦电容的电压降到比较器较低阈值以下，重置晶体管断开，再次开始循环。计时电容两端的电压是前面讨论过的锯齿形波(可以说是OSC1)。
当开关式控制电路表示脉冲时间间隔正以高“INTERRUPT”信号出现时，随着晶体管609断开，电流源604也与计时电容断开(另外的方案将流过电流源的电流值设为零)。此外，如果重置晶体管605正接通，则将其断开。然后在中断的过程中，由于没有电流通过，尽管可能有少量的漏电，但是电容603两端的电压基本上保持不变。一旦脉冲时间间隔结束，电流源重新连接到计时电容上，并且如果重置晶体管在其理想状态，则允许其接通。然后电容的电压根据其所在的周期或者继续升高到达其较高阈值，或者继续下降到达其较低阈值。
虽然图6示出一种实现中断振荡器的方法，但它没有示出如何具有两个这样的振荡器，且它们的输出波形相差180度。有各种方法来形成这样的振荡器。其中一种示于图7。在电路中，每一个振荡器701或702都包括计时电容703(或704)，电流源705(或706)，以及重置晶体管707(或708)。另外，一个分开的“时钟”电路713在某一频率下工作，该频率等于交替导通的交换器个数与总的转换频率的乘积。时钟电路中有自己的振荡器，可利用任何一种已知的技术实现，包括图6中示出的那种(即601或602)。
时钟电路的输出是脉冲系列。控制逻辑电路710将每个连续脉冲轮流送到每个重置晶体管，然后重复该循环。即，在本例中控制逻辑将一个脉冲送到重置晶体管707，下一个脉冲送到重置晶体管708，然后再返回送到晶体管707，周而复始。
每一个重置晶体管接收脉冲时，都处于导通状态并使各自的计时电容放电。脉冲结束时，重置晶体管断开，计时电容由各自的电流源进行充电，直到该重置晶体管接收下一个脉冲时。因此计时电容两端的电压是锯齿波，两电容的波形相位相差180度。
另外，图7示出的电流源可以由电阻器代替，重置晶体管可包含与其串联的电阻器。这样做以已知的方式改变了计时电容两端的电压波形，但并不影响这里阐述的原理。
注意，利用图7示出的技术，当脉冲时间间隔出现以及振荡器将被中断时，两件事一定会发生。第一，电流源705和706设置为零电流或与计时电容断开，并且，如果重置晶体管707和708正接通，那么也将其断开。然后电容703和704两端的电压保持不变。第二，时钟电路中的振荡器必须同样中断。如果该振荡器与图6(即601或602)示出的相同，那么随着那些振荡器中断，时钟电路中的振荡器也要以同样的方式中断。
一旦脉冲时间间隔结束，电流源705和706返回到它们的标准电流值(或重新与计时电容连通)，如果重置晶体管707和708在其理想状态，则允许它们接通。时钟电路中的振荡器也被启动。然后计时电容703和704两端的电压将会从脉冲时间间隔开始前它们停止的地方继续变化。
另一种提供相移的方法示于图8。该方法适用于包括偶数个交替导通变换器的情况，其中变换器分成几对，且每对的相位相差180度。图8表明两个变换器的情况，但是应用更加光泛，图中两个这样的振荡器电路，其相位相差90度，分别向包括四个交替导通变换器的系统中的第一和第三，以及第二和第四提供振荡器信号。
从图8了解到，在这种情况下，只有一个振荡器801的输出808以三角形波形示出(即平衡过的锯齿波)，尽管它并不一定是三角形波形。该波形以电压Vctr为中心。误差放大电路802从理想值中减去实际电压值，然后将误差电压与某一增益相乘，得到一个与理想占空比成比例的模拟信号VD+。单位增益的反相放大器803，利用连接到其同相输入端的电压Vctr作为基准，然后产生另一模拟信号Vdr-，其中(VD--Vctr)＝-(VD+-Vctr)。换句话说，当两信号均参考Vctr进行比较时，VD-是VD+的负值。为了方便起见，我们称VD+为“正的占空比信号”，VD-为“负的占空比信号”，尽管从绝对意义上说它们不是正值和负值。
比较器804和805将正的占空比信号和负的占空比信号与振荡器801的三角形波形进行比较。比较器产生两个数字输出波形806和807，它们表明主开关101和102在脉冲时间间隔内没有被覆盖时的导通间隔(根据定义，同样适用于空程开关103和104的导通间隔)。根据波形806和807的产生特点，它们的相位自动相差180度。
脉冲时间间隔出现时，仅仅需要中断振荡器801使其波形在间隔持续时间内保持不变，然后启动振荡器801，使其波形从停止的位置处继续上升或下降。中断可以利用上面介绍的技术实现，如切断电流源，断开重置晶体管。当然，覆盖电路系统必须确保在该时间间隔内变换器中有正确的开关启动。
注意对于该方案，振荡器801的输出不必为三角形波形。例如，图9显示的振荡器电路示出了一种实施图8中振荡器的方法，这里的振荡器波形包括指数曲线部分。在该电路中，设备901是比较器，设备902是三态缓冲器，通过将信号作用于其禁用输入端903可使其输出进入开路模式。电路由控制供电电压Vcc供电。Vcc的一半用作比较器的参考电压。该参考电压是振荡器输出波形的中心电压。即，Vctr＝Vcc/2。电容器906是计时电容。电容两端的电压是振荡器的输出电压。电阻器907控制计时电容充电和放电的速度，电阻904和905使比较器出现滞后。电阻器908是用于比较器901的输出的工作电阻器。
假定比较器901出现滞后，高阈值比Vctr高1V，低阈值比Vctr低1V。振荡器波形在这两个阈值之间升高和降低。在某一状态下，当比较器和缓冲器的输出电压很高时，电容的电压随着其通过电阻器907的充电而上升。当其电压达到(Vctr+1V)时，比较器改变状态，其输出电压和缓冲器的输出电压下降，计时电容的电压随其通过电阻器907的放电而下降。如图9所示，电容的电压波形910包括具有特定时间常数的指数曲线，它由电容906和电阻907的乘积得到。
为了在脉冲时间间隔中使振荡器中断，应将适当的信号作用于三态缓冲器的禁用输入端903。这样做使缓冲器的输出端成为开路，并且没有电流流过电阻器907对电容906进行充电和放电。当脉冲时间间隔结束时，缓冲器启动，计时电容根据脉冲时间间隔开始前振荡器所处的状态继续充电或放电。
如上所述，当输出电压超过阈值时可以激活脉冲控制。其他激活脉冲控制的方法也是可以的。例如，利用脉冲时间间隔开始和结束时的输出电压及其确定的导数。这两个变量随同适当的增益合计在一起，其总和应用于比较器。由于导数与电流相关，因此可以由感应电流来确定。
虽然参考优选实施方案详细地示出和介绍了本发明，但是本领域的技术人员知道形式上和细节方面所做的各种变化均没有脱离所附的权利要求书确定的本发明的精神和范围。本领域的技术人员能够认可，或仅使用常规的实验就可发现与这里特别记载的本发明特定实施例等效的各种方案。这些方案也包含在权利要求书的范围内。例如，尽管这里记载的实施例指出对两个交替导通的非绝缘降压变换器进行控制，但是该原理也完全适用于其他非绝缘和绝缘的dc/dc变换器布局，以及任何数量的交替导通单元。并且，尽管这里示出的电路利用了一些模拟电路技术，但是该原理也完全适用于利用数字电路技术实现这些功能的电路。此外，尽管这里示出的电路使用了开关式控制，但是该原理也完全适用于仅用一个脉冲控制的电路。