无线通信装置和无线通信方法 【技术领域】
本发明涉及数字通信系统中使用的无线通信装置和无线通信方法，尤其涉及无线通信装置和无线通信方法，用于基于如OFDM(正交频分复用)调制系统和CDMA(码分多址)系统的多载波调制系统的组合而执行无线通信。
背景技术
在无线通信，尤其在移动通信中，除了话音还发送如图像和数据的各种信息，这增加了更快速和更可靠传输的要求。然而，在移动通信中执行高速率传输的情况下，不能忽略由多径中的延迟方案而带来的影响，以及由于频选衰落所造成的传输性能恶化。
一种对抗频选衰落的手段是如OFDM调制系统的多载波调制系统。具体地，该OFDM调制系统使用多个彼此正交的副载波，并从而在多载波调制系统中具有最高的频谱效率。同时，在移动通信中，CDMA系统已作为多址系统被实际使用，近来，在移动通信领域，注意力已经指向通过组合OFDM调制系统和CDMA系统而获得的OFDM-CDMA系统。
该OFDM-CDMA系统包括在频率轴上扩频(spreading)符号(在频域中扩频)的方案和在时间轴上扩频(spreading)符号(在时域中扩频)的方案。下面将描述该频域扩频方案和时域扩频方案。
在频域的扩频中，连续N个符号的每一个被用具有扩频因子M的扩频码扩频。每个符号的基于码片的扩频数据的M项，并行经过IFFT(逆快速傅里叶变换)处理。结果产生M个副载波的N个多载波信号。
这样，在频域的扩频中，从一个符号产生地基于码片的数据项同时被配置在不同的副载波。换言之，在频率轴上扩频并配置数据项，并因此获得频率分集效果，但不获得时间分集效果。
同时，在时域的扩频中，N个符号从串行转换为并行数据，每个符号被用具有扩频因子M的扩频码扩频。基于码片的扩频数据的N项针对每个码片顺序经过IFFT处理。结果，产生N个副载波的M个多载波信号。
这样，在时域的扩频中，从一个符号产生的基于码片的数据项在同一频率按时间序列配置。换言之，在时间轴上扩频和配置的数据项，获得时间分集效果，而不获得频率分集效果。
在移动通信中，基站和移动站之间的传播路径条件时刻变化，有时恶化。传播路径条件中的恶化导致副载波之间正交性的恶化以及OFDM/CDMA系统中扩频码之间正交性的恶化，并导致传输性能的恶化并减少系统容量。
【发明内容】
本发明的目的在于提供一种无线通信装置和无线通信方法，在基于多载波调制系统和CDMA系统的组合的无线通信中，能够抑制由传播路径条件的恶化而引起的传输性能恶化和系统容量减少。
为实现上述目的，在本发明中，在频域和时域中均扩频符号，当从一个符号产生的基于码片的数据项被两维扩频并均被配置在频率轴和时间轴上时，频域中和时域中的扩频因子中的一个或两者，相应于传播路径条件而自适应变化。
【附图说明】
图1示出了当在静态双波传播路径上延迟变化时，ICI和ISI的计算值(DU比：5[dB])；
图2示出了作为移动通信的代表模型的车辆B中，每个副载波上观测到的频选衰落的计算结果(传送函数)；
图3是根据本发明的第一实施例，发送方的无线通信装置的配置的方框图；
图4是根据本发明的第一实施例，接收方的无线通信装置的配置的方框图；
图5示出了多载波信号的频谱举例；
图6是根据本发明的第一实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图；
图7是根据本发明的第二实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图；
图8是根据本发明的第二实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的衰落失真消除部分的配置的方框图；
图9是根据本发明的第三实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图；
图10是根据本发明的第四实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图；
图11是根据本发明的第五实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图；
图12是根据本发明的第六实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图；
图13是根据本发明的第七实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图；
图14示出了传播路径的冲击响应；
图15是根据本发明的第八实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图；以及
图16是根据本发明的第九实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图。
【具体实施方式】
在基于多载波调制系统和CDMA系统的组合的无线通信中，为了获得频率分集和时间分集的双重效果，本发明的发明人提交申请为在频域和时域中均扩频符号，从而从一个符号产生的基于码片的数据项被两维扩频并均被配置在频率轴和时间轴上。本发明被公开在日本专利申请2000-076904、2000-308884和2001-076828中，整个内容在这里被引入作为参考。
在基于多载波调制系统和CDMA系统的组合的无线通信中，传输性能的恶化来源于副载波间正交性的恶化和扩频码间的正交性的恶化。
副载波间正交性的恶化是这样一种现象，即，例如，当传播路径上存在一条具有长度超过保护间隔的大延迟的路径时，由于受到相邻符号的变化的影响，副载波的波形极大地变形，并从而彼此干扰，而减小了识别副载波的能力。副载波间正交性的恶化极大地降低了传输性能。
副载波间正交性的恶化包括频域中的恶化和时域中的恶化，分别由频率轴上具有不同频率的副载波间的干扰引起，以及由时间轴上具有同一频率的副载波间的干扰引起。在该说明书中，前者被称作载波间干扰(ICI)以及后者被称作符号间干扰(ISI)。
图l示出了当在静态双波传播路径中延迟变化时，ICI和ISI的计算值(Du比(Durate)：5[dB])。如图1所示，当两个信号间的延迟差是一个符号周期时，具有不同信息的符号被完全复用，并因此ISI具有最大值。同时，在具有从不复用的不同频率的副载波中，这样的条件等效于符号的变化次数彼此重叠的0延迟差，ICI具有最小值。ICI和ICI的和是常数，并与DC比所指示的干扰电平一致(BPSK调制中，当DC比是5[dB]时，ICI和ISI的和是-5[dB]。在信号距离是BPSK调制中的信号距离的倍的QPSK中，当DU比是5[dB]时。ICI和ISI的和是-2[dB])。
扩频码间的正交性的恶化是这样一种现象，即当在扩频码长度上，在符号中存在幅度失真和相位失真时，扩频码彼此干扰并从而恶化识别扩频码的能力。扩频码间正交性的恶化极大地降低了传输性能。正如发明人在先前提交的发明中描述的那样，在频域中和时域中均扩频符号时，需要考虑频域中扩频码间正交性的恶化以及时域中扩频码间正交性的恶化。
图2示出了作为移动通信的代表模型的车辆B中，每个副载波上观测到的频选衰落的计算结果。如图所示，由于在每个副载波上观测到非常大的幅度失真，应当理解没有任何处理的频域中的解扩不保持频域中扩频码间的正交性。因此，导频符号被插入至频域和时域中的多载波信号中，以及接收方使用该导频符号获得信道估计值，并使用该信道估计值补偿每个副载波的幅度失真和相位失真。然而，仍存在不能被补偿的变化成分，该剩余的变化成分降低扩频码间的正交性。同样发生时域中扩频码问的正交性的恶化。
下面将参考附图描述本发明的实施例。
(第一实施例)
图3是根据本发明的第一实施例，发送方的无线通信装置的配置的方框图。图3中所示接收方的无线通信装置包括：两维扩频部分101-l至101-N、第一扩频码产生部分102、第二扩频码产生部分103、扩频因子确定部分104、复用部分105-l至105-M、IFFT(逆快速傅里叶变换)部分106、发送RF部分107、双工器108、天线109和接收RF部分1lO。两维扩频部分101-1至101-N具有相同配置，每个包括频域扩频器201、S/P(串/并变换)部分202和时域扩频器203-l至203-M。
图4是根据本发明的第一实施例，接收方的无线通信装置的配置的方框图。图4所示的该接收方的无线通信装置包括：天线301、双工器302、接收RF部分303、FFT(快速傅里叶变换)部分304、两维解扩部分305-1至305-N、第二扩频码产生部分306、第一扩频码产生部分307、传播路径条件测量部分308和发送RF部分309。两维解扩部分305-1至305-N具有相同的配置，每个包括：时域解扩器401-1至401-M、P/S(并/串变换)部分402和频域解扩器403。
在图3所示的无线通信装置中，在频域扩频器201中，符号1至N的每一个利用具有扩频因子M的扩频码被扩频。该扩频码在第一扩频码产生部分102中产生，以及在扩频因子确定部分104中，相应于接收方的无线通信装置中测量的传播路径条件，确定所述扩频因子M。换言之，在第一扩频码产生部分102中产生的扩频码的扩频因子M相应于传播路径条件而变化。
第一扩频码产生部分102分别为两维扩频部分101-1至101-N产生的扩频码具有相同扩频因子M并彼此正交。基于码片的扩频数据的M个码片被输入至S/P部分202。S/P部分202将基于码片串行输入的数据的M个码片变换为并行数据。通过在频域扩频器201和S/P部分202中处理数据，符号1至N的每一个在频域中被扩频为M个码片，结果，基于码片的M个码片数据被分配给具有不同频率的副载波。
在S/P部分202中被变换为并行数据的基于码片的M个码片数据分别在时域扩频器203-1至203-M中，被用具有扩频因子L的扩频码扩频。换言之，在频域(频率轴上)中被扩频为M个码片的符号，被进一步在时域(时间轴上)中扩频为L个码片。该扩频码在第二扩频码产生部分103中产生，以及在扩频因子确定部分104中，相应于在接收方无线通信装置中测量的传播路径条件，确定扩频因子L。换言之，在第二扩频码产生部分103中产生的扩频码的扩频因子L相应于传播路径条件而变化。第二扩频码产生部分103分别为两维扩频部分101-1至101-N产生的扩频码具有相同扩频因子L并彼此正交。
在时域扩频器203-1至203-M中扩频的基于码片的M项数据被输入至各个复用部分105-1至105-M。复用部分105-1至105-M分别对在两维扩频部分101-1至101-N中扩频的符号1至N的基于码片的数据进行码分复用，以输入至IFFT部分106。IFFT部分106将经过码分复用的基于码片的数据分配给各个副载波以执行IFFT处理，并因此产生多载波信号(OFDM符号)。以这种方式，产生时域中的L个多载波信号。另外，多载波信号(OFDM符号)的多个副载波是相互正交的。在发送RF部分107中，在IFFT部分106中产生的多载波信号经过预定的无线处理(如D/A变换和上变频)，并然后通过双工器108和天线109发送至接收方的无线通信装置。另外，双工器108在发送和接收间进行切换。
下面将描述从图3所示的发送方的无线通信装置发送的多载波信号。图5示出了该多载波信号的频谱的举例。如图所示，该实施例中的多载波信号包括不发送数据的副载波(下文被称作“非-发送副载波”)和导频载波。如该非-发送副载波，在时域中也有从不对其分配基于码片的数据的特定频率的副载波(下文被称作“发送关断副载波”)，以及在一定时间对其不分配基于码片的数据的副载波(下文被称作“发送关断副载波”)。与导频载波相邻的副载波(下文被称作“相邻副载波”；图5中的副载波f15)被分配导频符号。多载波信号的频谱与随后的实施例相同。
从发送方的无线通信装置发送的多载波信号通过天线301和双工器302，被图4所示的接收方的无线通信装置接收，在接收RF部分303中经过预定的无线处理(如下变频和A/D变换)，并被输入至FFT部分304。该FFT部分304对多载波信号执行FFT处理，并从而获取在每个副载波中发送的数据。对随后接收的L个多载波信号执行相同的处理，以及将获取的数据输入至时域解扩器401-1至401-M。另外，获取的数据被输入至传播路径条件测量部分308。
时域解扩器401-1至401-M分别用与发送方无线通信装置中时域扩频器203-1至203-M所使用的相同扩频码(用扩频码L)，对输入数据执行解扩。换言之，执行时域中的解扩。在第二扩频码产生部分306中产生扩频码，在发送方的无线通信装置中的扩频因子确定部分104中确定扩频因子L，并作为扩频因子信息通知接收方的无线通信装置。
另外，该扩频因子信息可使用预定信道来通知，或可被包括在多载波信号中来通知，并不限于特定的通知方法。基于码片的解扩数据的M个码片在P/S部分402中被变换为串行数据并输入至频域解扩器403。
频域解扩器403用发送方无线通信装置中频域扩频器201所使用的相同扩频码(具有扩频因子M)，对输入数据执行解扩。换言之，执行频域中的解扩。在第一扩频码产生部分307中产生扩频码，在发送方的无线通信装置中的扩频因子确定部分104中确定扩频因子M，并按与扩频因子L相同的方式，作为扩频因子信息通知接收方的无线通信装置。
两维解扩部分305-1至305-N这样在时域中和频域中执行解扩，以获得符号1至N。
如下所述，传播路径条件测量部分308测量从发送方无线通信装置发送的多载波信号的传播路径条件。图6示出了根据本实施例，传播路径条件测量部分308的配置的方框图。在该实施例中，如下所述，ICI电平作为传播路径条件被测量。
发送关断副载波通常不被分配时域中基于码片的数据，因此最初具有0接收电平，并不具有ISI。因此，发送关断副载波的接收电平仅归因于与另一副载波干扰的ICI。因此，在图6所示的传播路径条件测量部分308中，发送关断副载波选择部分501选择发送关断副载波，以及电平测量部分502测量发送关断副载波的接收电平，并从而测量ICI电平。测量的ICI电平在图4所示的发送RF部分309中，经过预定的无线处理(如D/A变换和上变频)，并通过双工器302和天线301通知发送方的无线通信装置。
在图3所示的发送方的无线通信装置中，通过天线109和双工器108接收的ICI电平在接收RF部分110中，经过预定的无线处理(如下变频和A/D变换)，并被输入至扩频因子确定部分104。
当频域中副载波间正交性的恶化增加时，ICI电平增加以及传输性能恶化。公知的是，将频域中扩频因子加倍大约将SIR(载干比)增加3[dB]。因此，当ICI电平增加时，扩频因子确定部分104将第一扩频码产生部分102中产生的扩频码的扩频因子M设置得更高。换言之，当频域中副载波间正交性的恶化增加时，扩频因子确定部分104将频域中的扩频因子M设置得更高，并因此抑制频域中副载波间正交性的恶化。通过这样增加频域中的扩频因子，可以抑制由ICI引起的传输性能的恶化。在扩频因子确定部分104中确定的频域中的扩频因子M被输入至第一扩频码产生部分102，同时，作为扩频因子信息通知给接收方的无线通信装置。
另外，由于频域中扩频因子M的上限是发送中使用的副载波的数目，所以必须考虑频域中的扩频因子不增加至期望值的情况。然而，在该情况下，通过减小发送速率并将时域中的扩频因子增加相应于频域中扩频因子减小的量，可以抑制传输性能的恶化。
这样，根据本实施例的无线通信装置，由于使用相应于传播路径条件的每时每刻的变化而可变的扩频因子M执行频域中的扩频，所以可以使用相应于传播路径条件的合适的扩频因子来执行频域中的扩频。另外，由于在多载波信号发送方确定扩频因子，接收方不需要确定扩频因子，从而简化接收方装置的配置。另外，当传播路径条件恶化以及ICI电平增加时，在频域中增加扩频因子，这样可以抑制频域中副载波间正交性的恶化。另外，根据本实施例，可以用精确和用相对简化的方法，测量在频域中扩频因子的设置中所使用的ICI电平。
(第二实施例)
根据该实施例的无线通信装置与第一实施例不同之处在于，当ISI电平增加时，将时域中的扩频因子设置得更高。
如图5所示，从发送方无线通信装置发送的多载波信号包含具有恒定包络幅度的导频载波。由于即使当存在任意延迟路径成分时，导频载波显示恒定包络，所以接收方无线通信装置所接收的导频载波的恒定包络的幅度的变化表示由于衰落引起的时间变化。同时，相邻副载波也接收基本与导频载波相同的衰落变化。因此，在该实施例中，如下所述，测量ISI电平作为传播路径条件。
图7是根据本发明的第二实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分308的配置的方框图。另外，图7中与图6中相同的结构成分被分配相同的标号并省略详细的描述。
在图7所示的传播路径条件测量部分308中，导频载波选择部分503选择导频载波，以输入至衰落失真消除部分505。相邻副载波选择部分504选择相邻副载波，以输入至衰落失真消除部分505。
图8示出了衰落失真消除部分505的配置。在图8中，包络幅度计算部分508计算由于衰落引起的导频载波的恒定包络的幅度的幅度失真，以输入至复数除法器509和510。复数除法器509用包络幅度计算部分508所计算的幅度失真复数除导频载波的幅度，并这样补偿导频载波的幅度失真，使导频载波成为恒定包络信号。复数除法器510用包络幅度计算部分508所计算的幅度失真复数除相邻载波的幅度，并这样补偿相邻载波的幅度失真，使相邻载波成为恒定包络信号。
然后，延迟器511(延迟时间T)以及复数乘法器512对恒定包络的导频载波执行差分相干检测，从而检测在检测所使用的延迟时间T内的相位变化，并将该相位变化输入至复数除法器513作为由于衰落引起的相位失真。复数除法器513用从复数乘法器512输入的相位失真复数除相邻副载波的相位，并这样补偿相邻副载波的相位失真。以这种方式，补偿相邻副载波由于衰落引起的幅度失真和相位失真(均被称作全体衰落失真)，然后输入至电平测量部分506。
另外，当延迟时间T更长时，可检测的相位失真更窄，而当延迟时间T更短时，例如复数乘法中的功耗增加，由此在上述考虑中需要确定合适的值。
如上所述，导频符号被插入至相邻副载波中。图7中所示的电平测量部分506测量导频符号电平的变化，以输入至减法器507。导频符号电平变化是由副载波间正交性的恶化所引起的ICI和ISI的和。然后，减法器507将在电平测量部分506中测量的电平变化减去在电平测量部分502中测量的ICI电平，并这样测量ISI电平。测量的ISI电平在图4所示的发送RF部分309中经过预定的无线处理，并通过双工器302和天线301被通知给接收方的无线通信装置。
在图3所示的发送方的无线通信装置中，通过天线109和双工器108接收的ISI电平在接收RF部分110中经过预定的无线处理，并输入至扩频因子确定部分104。
当时域中副载波间正交性的恶化增加时，ISI电平增加以及传输性能恶化。因此，当ISI电平增加时，扩频因子确定部分104将在第二扩频码产生部分103中产生的扩频码的扩频因子L设置得更高。换言之，当时域中副载波间正交性的恶化增加时，扩频因子确定部分104将时域中的扩频因子L设置得更高，并这样抑制时域中副载波间正交性的恶化。通过这样增加时域中的扩频因子，可以抑制由ISI引起的传输性能的恶化。在扩频因子确定部分104中确定的时域中的扩频因子L被输出至第二扩频码产生部分103，同时被作为扩频因子信息通知给接收方的无线通信装置。
另外，当多载波信号包括多个导频载波时，对插入至各个相邻副载波的导频符号测量ISI电平来取均值，并这样进一步提高了ISI电平测量的精确性。
另外，尽管在上述解释中使用导频符号测量ISI电平，只要调制方案不使用幅度信息并提供恒定幅度(例如，QPSK调制)，也可以使用任意符号来测量ISI电平。
需要减小传输速率来增加时域中的扩频因子，但是由于在系统中通常设置传输速率的下限，考虑时域中的扩频因子不增加至期望值的情况。在该情况下，通过增加使用的副载波数目，并将频域中的扩频因子增加相应于时域中扩频因子减小的量，可以抑制传输性能的恶化。
这样，根据该实施例的无线通信装置，由于使用可相应于时刻变化的传播路径条件而可变的扩频因子L执行时域中的扩频，所以可以使用相应于传播路径条件的合适的扩频因子来执行时域中的扩频。另外，当传播路径条件恶化以及ICI电平增加时，时域中的扩频因子被增加，并这样可以抑制时域中副载波间正交性的恶化。另外，根据该实施例，可以用精确以及相对简化的方法测量在设置时域中的扩频因子中所使用的ISI电平。
(第三实施例)
根据该实施例的无线通信装置与第二实施例中的无线通信装置的相同之处在于，当ISI电平增加时，增加时域中的扩频因子，与第二实施例的不同之处在于，使用发送关断符号测量ISI电平。
图9是根据本发明的第三实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分308的配置的方框图。另外，图9中与图6所示相同的结构成分被分配相同的标号，以省略详细描述。
图9中，发送关断符号选择部分514选择发送关断符号，以输入至电平测量部分515。电平测量部分515测量该发送关断符号的接收电平，以输入至减法器516。发送关断符号的接收电平是由副载波间正交性的恶化所引起的ICI和ISI的和。然后，减法器516将在电平测量部分515中测量的接收电平减去在电平测量部分502中测量的ICI电平，并这样测量ISI电平。测量的ISI电平在图4所示的发送RF部分309中经过预定的无线处理，并通过双工器302和天线301被通知给发送方的无线通信装置。发送方的无线通信装置的操作与第二实施例中相同，并省略相应描述。
另外，当多载波信号包括多个发送关断符号时，对各个发送关断符号测量ISI电平来取均值，并这样进一步提高了ISI电平测量的精确性。
以这种方式，根据该实施例的无线通信装置具有与第二实施例相同的效果。
(第四实施例)
根据第四至第六实施例的任何一个的无线通信装置，当扩频码间正交性的恶化增加时，增加时域中的扩频因子。更具体地，当最大多普勒频率增加时，该装置增加扩频因子。该实施例解释了从导频载波的电平变化率测量最大多普勒频率的情况。
图10是根据本发明的第四实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分的配置的方框图。图10中，导频载波选择部分601选择导频载波，以输入至电平变化率测量部分602。
由于尽管当存在任意延迟路径成分时导频载波仍显示恒定包络，因此接收方无线通信装置接收的导频载波的恒定包络的幅度的变化表示由于衰落引起的时间变化。然后，电平变化率测量部分602测量每单位时间导频载波的恒定包络的幅度与预定电平的交叉次数(即，导频载波的电平变化率)，并这样测量衰落中的最大多普勒频率fd。测量的最大多普勒频率fd在图4所示的发送RF部分309中经过预定的无线处理，并通过双工器302和天线301被通知给发送方的无线通信装置。
在图3所示的发送方的无线通信装置中，通过天线109和双工器108接收的最大多普勒频率fd在接收RF部分110中，经过预定的无线处理，并被输入至扩频因子确定部分104。
当时域中的扩频码长度大大长于fd-1时，不忽略扩频码长度的电平变化，时域中扩频码间的正交性恶化。因此，当最大多普勒频率fd增加时，扩频因子确定部分104将第二扩频码产生部分103中产生的扩频码的扩频因子L设置得更高。换言之，当时域中扩频码间正交性的恶化增加时，扩频因子确定部分104将时域中的扩频因子设置得更高，并这样抑制时域中扩频码间正交性的恶化。通过这样增加时域中的扩频因子，可以抑制传输性能的恶化。在扩频因子确定部分104中确定的时域中的扩频因子L，被输出至第二扩频码产生部分103，同时，作为扩频因子信息被通知给接收方的无线通信装置。
另外，当多载波信号包括多个导频载波时，对每个导频载波测量最大多普勒频率fd来取均值，并这样进一步提高了测量最大多普勒频率fd的精确性。
以这种方式，根据本实施例的无线通信装置，当传播路径条件恶化以及最大多普勒频率增加时，时域中的扩频因子被增加，这样可以抑制时域中扩频码间正交性的恶化。另外，根据该实施例，可以用精确和相对简化的方法测量设置扩频因子所使用的最大多普勒频率。
(第五实施例)
根据该实施例的无线通信装置与第四实施例相同之处在于，当最大多普勒频率增加时在时域增加扩频因子，与第四实施例的不同之处在于，当以不使用幅度信息的调制方案调制符号时，根据具有相同频率的副载波中的电平变化率获得最大多普勒频率。
图11是根据本发明的第五实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分308的配置的方框图。图11中，副载波选择部分603选择除了导频载波和非-发送副载波之外的特定频率的副载波，以输入至电平变化率测量部分604。
当以不使用幅度信息并提供恒定幅度的调制方案(例如，QPSK调制)调制符号时，具有相同频率的副载波间符号幅度的变化表示由于衰落引起的时间变化。然后，电平变化率测量部分604测量每单位时间，具有特定频率的副载波的符号幅度与预定的电平交叉的次数(即，具有相同频率的副载波的电平变化率)，并这样测量衰落中的最大多普勒频率fd。测量的最大多普勒频率fd在图4所示的发送RF部分309中经过预定的无线处理，并通过双工器302和天线301被通知给发送方的无线通信装置。发送方的无线通信装置的操作与第四实施例相同，并省略相应描述。
以这种方式，根据该实施例的无线通信装置与第四实施例具有相同的效果。
(第六实施例)
根据该实施例的无线通信装置与第四实施例相同之处在于，当最大多普勒频率增加时增加时域中的扩频因子，与第四实施例不同之处在于，根据具有相同频率的副载波(这里是相邻副载波)间导频符号的相位旋转率，获得最大多普勒频率。
图12是根据本发明的第六实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分308的配置的方框图。图12中，导频符号选择部分605选择其中插入导频符号的副载波(这里是相邻副载波)，以输入至相位旋转率测量部分606。
可以容易地检测在传播路径上加至导频符号的幅度失真和相位失真。然后，相位旋转率测量部分606测量导频符号的相位失真中的时间变化(即，具有相同频率的副载波间导频符号的相位旋转率)，并这样测量最大多普勒频率fd。测量的最大多普勒频率fd在图4所示的发送RF部分309中经过预定的无线处理，并通过双工器302和天线301被通知给发送方的无线通信装置。发送方的无线通信装置的操作与第四实施例相同，并省略相应描述。
以这种方式，根据该实施例的无线通信装置与第四实施例具有相同的效果。
(第七实施例)
根据第七至第九实施例的任何一个的无线通信装置，当扩频码间正交性的恶化增加时，增加频域中的扩频因子。具体地，在第七和第八实施例中，当传播路径上最大延迟时间更长时，使频域中的扩频因子更高。首先，该实施例解释了根据通过对信道估计值执行逆傅里叶变换而获得的传播路径的冲击响应，测量传播路径上的最大延迟时间的情况。
图13是根据本发明的第七实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分308的配置的方框图。图13中，信道估计部分701使用导频符号获得信道估计值。当这里假定车辆B传播路径时，信道估计部分701中获得的信道估计值源自于在副载波的间隔对图2所示的传送函数进行抽样。因此，IFFT部分702对信道估计值进行IFFT处理，并这样获得传播路径冲击响应(图14)。
在IFFT部分702中获得的冲击响应被输入至最大延迟时间测量部分703。
根据图14所示的冲击响应，最大延迟时间测量部分703测量被分配具有预定电平或更大电平(这里，假定预定电平是-20[dB])的路径的最大延迟时间τmax(图14的举例中，τmax＝20[μs])。测量的传播路径上的最大延迟时间τmax在图4所示的发送RF部分309中，经过预定的无线处理，并通过双工器302和天线301通知给发送方的无线通信装置。
在图3所示的发送方无线通信装置中，通过天线109和双工器108接收的最大延迟时间τmax在接收RF部分110中经过预定的无线处理，并输入至扩频因子确定部分104。
当频域中扩频码长度大大长于τmax-1时，不忽略扩频码长度中的电平变化，以及频域中扩频码间正交性的恶化。因此，当最大延迟时间τmax增加时，扩频因子确定部分104将即将在第一扩频码产生部分102中产生的扩频码的扩频因子M设置得更高。换言之，当频域中扩频码间正交性的恶化增加时，扩频因子确定部分104将频域中的扩频因子设置得更高，并这样抑制频域中扩频码间正交性的恶化。通过这样增加频域中的扩频因子，可以抑制传输性能的恶化。扩频因子确定部分104中确定的频域中的扩频因子M被输出至第一扩频码产生部分102，同时作为扩频因子信息通知给接收方的无线通信装置。
这样，根据该实施例的无线通信装置，当传播路径条件恶化以及传播路径上的最大延迟时间增加时，频域中的扩频因子增加，并这样可以抑制频域中扩频码间正交性的恶化。另外，根据该实施例，可以用精确和相对简化的方法测量设置扩频因子所使用的最大延迟时间。
(第八实施例)
根据该实施例的无线通信装置与第七实施例的相同之处在于，当传播路径上最大延迟时间更大时，增加频域中的扩频因子，与第七实施例的不同之处在于，根据信道估计值的陷波频率间隔的最小值，测量传播路径上的最大延迟时间。
图15是根据本发明的第八实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分308的配置的方框图。另外，图15中与图13中相同的结构成分被分配相同的标号并省略它们的描述。
如第七实施例中，当这里假定车辆B传播路径时，信道估计部分701中获得的信道估计值源自于在副载波的间隔对图2所示的传送函数进行抽样。然后，陷波频率间隔测量部分705检测信道估计值的最小陷波频率间隔，计算检测的最小陷波频率间隔的倒数，并从而测量最大延迟时间τmax。测量的最大延迟时间τmax在图4所示的发送RF部分309中经过预定的无线处理，并通过双工器302和天线301通知给发送方的无线通信装置。发送方的无线通信装置的操作与第七实施例相同，省略相应描述。
以这种方式，根据该实施例的无线通信装置与第七实施例具有相同效果。
(第九实施例)
根据该实施例的无线通信装置与第七实施例的相同之处在于，当扩频码间正交性的恶化增加时，增加频域中的扩频因子，与第七实施例的不同之处在于，当频域中信道估计值的增益离差(dispersion)增加时，增加频域中的扩频因子。
图16是根据本发明的第九实施例，在接收方的无线通信装置中所提供的传播路径条件测量部分308的配置的方框图。另外，图16中与图13中相同的结构成分被分配相同的标号并省略它们的描述。
如第七实施例中，当这里假定车辆B传播路径时，信道估计部分701中获得的信道估计值源自于在副载波的间隔对图2所示的传送函数进行抽样。然后，测量部分706测量频域中信道估计值的增益离差。测量的增益离差值在图4所示的发送RF部分309中经过预定的无线处理，并通过双工器302和天线301通知给发送方的无线通信装置。
在图3所示的发送方无线通信装置中，通过天线109和双工器108接收的增益离差值在接收RF部分110中经过预定的无线处理，并输入至扩频因子确定部分104。
当频域中扩频码间正交性的恶化增加时，在频域中信道估计值的增益离差增加，并且传输性能恶化。因此，当增益离差增加时，扩频因子确定部分104将第一扩频码产生部分102中产生的扩频码的扩频因子M设置得更高。换言之，当频域中扩频码间正交性的恶化增加时，扩频因子确定部分104将频域中的扩频因子M设置得更高，并这样抑制频域中扩频码间正交性的恶化。通过这样增加频域中的扩频因子，可以抑制传输性能的恶化。扩频因子确定部分104中确定的频域中的扩频因子M被输出至第一扩频码产生部分102，同时作为扩频因子信息通知给接收方的无线通信装置。
这样，根据该实施例的无线通信装置，当传播路径条件恶化以及信道估计值的增益离差在频域增加时，频域中的扩频因子被增加，这样可以抑制频域中扩频码间正交性的恶化。另外，根据该实施例，可以用精确和相对简化的方法，测量设置扩频因子所使用的频域中的信道估计值的增益离差。
另外，实际使用中能够对第一至第九实施例进行合适的组合。例如，组合第一和第二实施例，可以变化频域和时域两者中的扩频因子。
另外，实际使用中可以在接收方的无线通信装置中，也提供如发送方的无线通信装置中的扩频因子确定部分104的相同部分，并取代发送方的无线通信装置来确定扩频因子，来通知发送方的无线通信装置。在接收方的无线通信装置中确定扩频因子消除了在发送方无线通信装置中确定的需要，并从而简化了发送方装置的配置。
本发明适用于移动通信系统中使用的基站装置和通信终端装置。
如上所述，根据本发明，在基于多载波调制系统和CDMA系统的组合的无线通信中，可以抑制传输性能的恶化和由于传播路径条件的恶化而引起的系统容量的减小。
该申请基于2001年7月31日提交的日本专利申请2001-232825，这里引入它的全部内容作为参考。