在系统中的数字调制器件和使用它的方法 本申请是提交于2001年2月9日的申请No.60/267951的继续。
【技术领域】
本发明的努力领域在于一种用于数字数据传输的设备和方法，利用具有非常窄带宽的边带的特性的载波以便减小传输射频谱的主要能量承载部分的带宽。
背景技术
没有载波的单边带信息传输是众所周知地。对于利用一个单边带的数字数据传输，一般需要某种形成的基带数据编码以减小带宽。编码数据施加到一个单边带调制器件上，该器件通过一种滤波或定相方法抑制载波和除去边带之一。
授予本发明人的美国专利4,742,532、5,185,765和5,930,303代表先有技术。作为WO 99/23754(US 98/23140)公开的‘PCT’申请是‘303专利的国际申请。美国专利申请09/612,520指向一种与‘303专利有关的方法。
在以上专利第一个和第二个中描述的方法导致在传输频谱中的某种频率展开。后一个专利描述了一种称作VMSK的方法，这种方法导致具有相位变化如此轻微的一条单频谱线，以致于这些变化在频谱分析仪上看不到。VMSK方法导致非常高的频谱效率，使得能够在非常窄的带宽中传输非常高的数据速率。也发现，不必恢复探测信号的抑制载波。
由于调制和滤波产生单频率频谱，所以要求专用非常窄带滤波器有可能通过最窄带宽，以便在发射机中除去不良频谱分量和在接收机中减小噪声带宽。在‘303专利中，与一个平衡调制器一起利用载波的倒相以除去载波。使倒相周期尽可能几乎均匀，以便减小不良频谱分量。当只传输一个边带时，在通过窄带宽滤波器之后，在示波器上的观察信号在几乎相等的时间周期处没有显现倒相。而是，信号在倒相信号的过渡周期处显现通过360度的完整相位转动。这种相位转动的持续时间是边带频率的三至四个循环，边带频率通常具有60至90循环每位周期。对于位周期的其余部分，边带频率在频率和相位方面是恒定的。
所有有用的调制包含在短相位转动周期中。对于位周期的其余部分，有一个能用来建立一个基准的恒定信号。在先有技术中，数据时钟和RF频率不必数值相关，从而在各种交叉周期中有相位蠕动或差异。这导致一个在上升时间和振幅方面变化的不一致探测输出。
需要一种通过本身综合先有技术的边带的调制方法，使在计时间隔处的短倒相代表数字一或零。需要这种种类的一种调制方法，并且不要求与已经进行的类似的载波的使用；而没有对于其缺陷的定制单边带处理。就是说，在各种交叉周期中的相位蠕动或差异需要减少或消除。这满足最终目的或对一种导致上升时间和振幅的一致探测图案的方法的需要。
本发明的几个互补目的涉及在组成本发明的一种系统中的元件。因此，本发明的一个目的在于，提供一种探测本发明的模拟边带而不用从边带通过1/2数据速率恢复频率分离的载波的探测装置。本发明的另一个目的在于，提供一种导致没有信号功率的明显损失的信号处理装置。本发明的又一个目的在于，提供一种能经受由多路干扰和衰落引起退化的信号。
本发明满足这些需要，如能在下面进一步的描述中看到的那样。
【发明内容】
本发明的无线数字传输和接收方法把倒相键控与脉冲位置调制相结合。本发明实现具有极短持续时间的脉冲以指示一和零。这些脉冲能与载波频率的一个循环一样窄。像这样，它们在载波循环序列中往往作为丢失的循环或脉冲出现。该方法创建一个具有在调制频率处的主要功率波峰和变化频率与波峰电平的多个较弱波峰的宽sinx/x频谱。这些较小波峰的时间持续是这样的，它们具有可忽略的平均功率级。较弱波峰也不会引起与其它通信器件的可测量干扰。而且，较小波峰能具有远低于系统的噪声级的振幅。因此，较小波峰不是信号的重要分量。
对于熟悉本专业的技术人员熟知的是，所有调制能量都集中在边带中。能表明，本发明的频谱仅代表一个边带而不代表具有两个边带的载波。也能表明，这个边带包括对于大多数位周期的频率或相位不变的单频率。调制作为一个循环的倒相、或作为在系列循环中一个循环的缺少发生。探测生成的“丢失脉冲”或“丢失循环”以指示在固定频率信号中的数字一和零。有可能探测在预置时间周期处的丢失脉冲”或“丢失循环”。
该方法极耐多路干扰，因为较弱通路是一个在与较强通路的相同单一频率下的信号，但具有不同相位。两个通路的相位复向量相加以产生用于主要通路的较大探测输出、和用于反射通路的在不同时间处的较弱输出。因而，这种较弱响应能从生成信号时间选出。
在本发明的一个实际第一实施例中，一个电路用来创建利用脉冲位置调制区分一和零的非常窄脉冲。窄脉冲用在诸如XOR门或平衡混频器之类的倒相器件中，以使出自一个多循环流的一个循环倒相。生成的频谱具有在调制频率处的主要波峰和以位速率间隔展开的多个小波峰。小波峰具有与每个相位的脉冲的时间持续成正比的功率级。小波峰的平均功率较低。因此，通常在发射机处不要求提供带通滤波。
在一个第二实施例中，一个AND(与)门从调制频率除去一个循环，从而“丢失循环”调制生成。结果与用于倒相的相同。
在所有实施例中，能使窄脉冲的计时和调制频率的循环开始彼此一致，从而探测的输出具有均匀的上升时间和振幅。
本发明可以与一个系统中的任何数量的元件一起使用。例如，在一个系统中，使接收设备与本发明的方法和器件相对应。接收设备包括一个具有几乎零组延迟的专用非常窄带宽滤波器，与一个限制器、同步探测器、和脉冲位置译码器组合。在频率和相位方面把同步探测器锁定到脉冲调制频率。
在这样一种系统中，脉冲位置译码器恢复数据时钟，并且包括除在相位变化到达时间之外把电路断开的门电路。
具体地说，本发明定义为一种在无线通信系统中传输和接收数字数据的方法。在传输中，该方法包括步骤：倒相键控用于传输和/或接收数字数据的信号的载波频率；和通过产生具有相反相位的两个脉冲而脉冲位置调制该信号，即产生占位周期的大部分的两个脉冲的初级脉冲、和产生具有位周期的小部分的两个脉冲的次级脉冲。次级脉冲的时间位置携带调制信息。
产生次级脉冲的步骤产生一个具有等于或小于载波频率的3至4个循环的持续时间的脉冲。在一个最佳实施例中，产生次级脉冲的步骤产生具有等于载波频率的一个循环的持续时间的脉冲。
倒相键控信号的载波频率的步骤包括颠倒在一个数据时钟边界处开始的信号的相位、和继续1至3个循环以代表数字一。同样在最佳实施例中，倒相键控信号的载波频率的步骤包括颠倒在跟随一个数据边界之后的短延迟之后开始的信号的相位，以代表一个数字零。
在另一个实施例中，倒相键控信号的载波频率的步骤包括颠倒在一个数据时钟边界处开始的信号的相位以代表数字零、和颠倒在一个数据时钟边界之后的短延迟之后的信号的相位以代表一个数字一。
在一个最佳实施例中，倒相键控信号的载波频率的步骤包括通过在短颠倒之后把载波的相位保持在未干扰状态下基本上保留在位周期中的载波频率循环数量的持续时间提供在倒相之间的最大可接收持续时间。例如，脉冲位置调制信号的步骤包括保持第一初级脉冲的频率和相位至少95％的位周期，以提供最大可接收未干扰持续时间。
脉冲位置调制信号的步骤导致包含大量sinx/x频率波峰的频谱。频谱具有在载波频率处的单个最大频率波峰、和在等于位速率的间隔处与最大频率波峰分离的不同振幅的多个小低电平频率波峰。在最佳实施例中，脉冲位置调制信号的步骤包括创建最大频率波峰，以包含频谱的近似99％的总辐射功率。要不然，脉冲位置调制信号的步骤包括创建较低级频率波峰展开，从而低级频率波峰的各个平均功率小于在载波频率处的最大频率波峰的百万分之一。
倒相键控信号的载波频率的步骤包括把单个RF循环倒相代表为丢失脉冲，同时对于位周期的所有其它RF循环保持脉冲。
脉冲位置调制信号的步骤包括创建具有与其中把主要能量波峰合成为单个边带的幻像载波有关的单个边带的主要能量波峰特性的频谱，从而该信号没有与主要能量波峰相关的其它边带。脉冲位置调制信号的步骤包括创建具有远小一个位周期的短持续时间的小频率波峰，从而小频率波峰因而不通过一个常规滤波器，并且从而最大频率波峰通过常规滤波器作为没有调制指示的单个频率。
在接收时，该方法进一步包括解调信号的步骤，其中一个最大频率波峰在一个远小于位周期的时间间隔期间由来自一个主要传输通路和至少一个回波通路的接收信号调制，从而探测作为具有可分离倒相过渡时间的主要传输通路和回波通路，由此减小多通路干扰。
在接收时，该方法进一步包括解调信号的步骤，其中小频率波峰或者在振幅方面低于系统噪声或者通过滤波除去。
本发明也定义为一种用来传输数字数据的通信系统，该系统包括：编码装置，用来倒相键控用于传输和/或接收数字数据的信号的载波频率；和调制装置，用来通过产生具有相反相位的两个脉冲而脉冲位置调制该信号，即用来产生占位周期的大部分的两个脉冲的初级脉冲、和产生占位周期的小部分的两个脉冲的次级脉冲，次级脉冲的位置携带调制信息。
该系统包括一个由一个窄脉冲宽度发生器组成的系统时钟和编码装置，窄脉冲宽度发生器响应通过创建相对于时钟没有延迟的脉冲输入的数据以代表一个数字一，并且响应通过创建相对于时钟之后具有短延迟的脉冲输入的数据以代表一个数字零。
在一个实施例中，只有代表数字一的脉冲由编码装置传输或编码。
调制装置包括一个平衡调制器，其中平衡调制器引起倒相，但不会抑制载波。调制装置可以是XOR门或其它普通使用的平衡调制器。
系统也接收信号和进一步包括滤波装置。滤波装置包括具有高Q的单极晶体。使单极晶体在载波频率下连续谐振，从而滤波装置不能在窄脉冲宽度的短时间周期中颠倒谐振相位，从而滤波装置通过一个调制信号而不跟随次级脉冲的相位变化，并且从而滤波装置除去具有与载波频率不同的频率的信号。
在接收时，系统进一步包括一个探测装置。探测装置包括一个锁定到单个传输频率上的同步探测器。探测装置仅在由窄脉冲宽度发生器产生的脉冲时间期间产生一个尖锐输出。探测装置典型地包括一个XOR门。XOR门响应倒相或在信号中的丢失脉冲。
作为一个接收器，系统进一步包括一个编码装置、一个接收器数据时钟、及一个输出电路。编码装置在数字一的时刻产生一个尖锐输出。尖锐输出复位接收器数据时钟，并且把输出器件设置成现在指示已经接收到一个数字一。
现在已经简短地概述本发明，其各种特征和实施例可以在其中类似元件由类似标号指示的如下附图和说明中看到。
尽管为了与功能解释有关的文法通顺起见已经或将描述该设备和方法，但要清楚地理解，权利要求书，除非特意在35 USC 112下构成，否则不要理解为在任何方面必须由“装置”或“步骤”限制的构造限制，而是与在司法等效条款下由权利要求书提供的定义的意思和等效物的整个范围相符，并且在其中在35 USC 112下特意构成权利要求书的情况下，与在35 USC 112下完全法律等效物相符。现在通过转到其中类似元件由类似标号指示的如下附图，能更好地理解本发明。
【附图说明】
图1是曲线图，描述在先有技术中由倒相引起的倒相和脉冲。
图2是具有本发明倒相的一个脉冲位置调制器的示意图。
图3是按照本发明具有脉冲位置调制和脉冲断’时间的倒相的频谱的曲线图。
图4是对于脉冲调制具有非常低组延迟的窄带宽滤波器的示意图。
图5是用于脉冲位置调制的探测器的示意图。
图6是用于脉冲位置调制的探测器的示意图。
图7是曲线图，描绘滤波器对倒相的影响。
图8表示按照本发明信号对RF传输的多路影响。
图9是用于脉冲和RF循环的同步器的示意图。
通过转到作为在权利要求书中定义的本发明的说明例子呈现的最佳实施例的如下详细描述，现在能更好地理解本发明和其各种实施例。要清楚地理解，由权利要求书定义的本发明可以比下面描述的说明实施例广泛。
【具体实施方式】
图1表示使用先有技术的倒相键控对几乎相同的时间持续脉冲的影响。当只有一个边带存在时，相位不会像可能期望的那样从+90度到-90度移动，而是经受360度的相位转动。这等效于从0度经180度并且回到0度。相位转动出现在过渡时间处，并且只持续载波频率的几个循环。
图1中线(B)表示倒相时间。线(C)表示观察到的相位转动变化。线(D)表示能探测振幅或相位的同步探测器的输出。输出在相位转动期间具有一个窄尖峰。这个尖峰可以使上升时间和波峰振幅变化，因为在线(A)中的数据时钟的零交叉时间和在传输信号中的RF循环的开始不协调。
本发明的目的在于，以更有效的方式人为地创建这种相位变化，并由此减小或消除尽可能多的不良辐射。不良辐射由在各种交叉周期中的相位蠕动或差异引起。这导致上升时间和振幅变化的不一致探测输出。如以上叙述的那样，这是因为在数值上不使数据时钟和RF频率彼此对应。
为了解决这个问题，本发明利用一种用来产生包括倒相键控的脉冲位置调制的方法。涉及根据本发明的倒相键控的脉冲位置调制的产生包括具有相反相位的两个脉冲的创建。初级脉冲非常宽，占位周期的97％或更多。相反相位的脉冲非常窄，普通占位周期的3％或更少。窄脉冲携带调制信息。与长得多的时间周期相对应的宽脉冲能认为是在其期间传输基准信号的断开’时间。
实现这点的一种器件表示在图2中。在这种器件中，把包括一和零的数字数据施加到两个AND门(21)和(24)上。施加到门(24)上的数据由倒相器(23)倒相。一个数据时钟以到门(21)的非常轻微延迟和到门(24)的较长延迟施加到各门上。延迟时间可由电阻器(28)调节。当数字一存在时，门(21)通过时钟到OR(或)门(22)。当数字零存在时，致动门(24)。只稍微延迟的一或较长延迟的零时钟的输出用来驱动一个一发射电路(25)，以产生具有一个循环持续时间的非常窄脉冲。这样，创建脉冲位置调制。
对于倒相，窄脉冲驱动一个引起载波倒相的相位颠倒器件，如XOR门(26)。能表明，生成输出不具有载波的特性，而是便利地具有边带的特性。要不然，一个AND门(27)能用来产生丢失循环而不是颠倒循环。
在一种系统中，一个元件可以是一个译码装置。这样一种译码装置可以包括一个译码电路。一个译码电路不使用通过门(24)的较长延迟脉冲，所以较长延迟脉冲是不必要的。只需要传输通过门(21)的一。因此，仅借助于一个译码装置实施的本发明允许只一实施例的使用。在只一实施例中，能从图2的器件省略RC延迟电路(28)和门(22)、(23)与(24)。
图3表示借助于本发明的倒相由脉冲位置调制生成的频谱。主波峰(34)具有边带的特性，并且表示在中心处。像这样，主波峰(34)包含所有必需的调制能量。小波峰36典型地具有在主波峰下面在-70与-80之间的测量平均功率级。小波峰36的波峰功率较高，但FCC调节只要求平均功率测量。以另一种方式表示小波峰到主波峰的功率级的差是，在个别得到的宽频率范围上展开的小脉冲的平均功率小于在载波频率处的主脉冲的平均功率的百万分之一。
由图3能明白，频谱主要包括具有边带特性而不是载波的单个频率。小波峰(36)，如图3中所示，具有在主波峰(34)下面至少-50dB的波峰功率。因此，小波峰(36)能浸没或埋在Gaussian噪声下面而没有有害影响。
在本发明器件中的XOR门26的功能和性能特别值得注意。通常，XOR门26起一个平衡混频器的作用(并且有理由称作平衡混频器)。当由在其输入26a上的矩形波形驱动时，它产生在远离载波的位速率的频率1/2处开始的上和下边带，同时抑制载波。然而，这些边带不会出现在图3中表示的频谱中。就是说，它们在由图2的器件产生的频谱中不存在。载波不受抑制，但它是用于中央波峰的基础，尽管它现在具有边带的频谱位置和特性。
一个滤波器可以用在一个系统中，在系统元件的一个或多个中实现本发明的器件和方法。像这样，重要的是，考虑这样一种滤波器可能具有的对于本发明的窄脉冲的影响。对于熟悉本专业的技术人员众所周知，诸如理想滤波器’或Nyquist滤波器’之类的常规滤波器具有由滤波器带宽和跨过该带宽的相位变化确定的组延迟。滤波器带宽越窄，组延迟越大。而且，跨过滤波器的相位变化越大，组迟延越大。为了使非常窄的脉冲通过这些常规滤波器，滤波器带宽必须近似等于1/t，t°是脉冲宽度。
然而，本发明的脉冲比由常规滤波器允许的窄得多。因此，本发明的目的在于使本发明的非常窄的脉冲通过滤波器。这能通过使用如图4中所示的单极晶体滤波器实现。要通过的信号包括具有非常短倒相、或甚至丢失循环的单个频率。使单极晶体(41)在这个单频率下谐振。在正常环境下，单极晶体滤波器具有非常大的组延迟，并且不能突然改变相位。然而，当面对突然非常短的倒相时，它表现得就像一个纯电阻，并且未改变的通过倒相、或丢失循环。另一方面，对于在谐振波峰外侧的噪声，正常组延迟施加，并且晶体起一个正常晶体滤波器的作用。
图4表示带有在实际实施例中使用的伴随电路项的单极晶体滤波器电路。使晶体(42)以较大组延迟在传输单频率下谐振。这个较大组延迟也意味着较大累积和延迟周期是必需的。累积周期用于晶体以达到波峰谐振，而延迟周期用于晶体以停止在某一频率下的谐振。由于需要的较大延迟周期，晶体(42)不能跟随突然频率相位变化。而是，突然变化通过，就像晶体是一根开放导线，或者在其并联谐振频率下的无穷大的阻抗一样。这种电路的独特特征在于，它显得具有两种组延迟响应。在波峰频率处的响应非常短，而对于离开谐振的频率的响应非常长。
图4进一步表示一个调谐电容器(43)。调谐电容器(43)使晶体谐振频率能够修整到准确信号频率。放大器(46)呈现一个电阻性负载(45)。这种负载由一个内部电路电容器(44)分路，从而负载是一个复合阻抗，它应该尽可能靠近纯电阻保持以减小RC效应。
实际上在系统中，在发射机处不需要滤波器，因为小波峰具有非常低的平均功率级。在接收机处需要一个滤波器以减小噪声带宽和除去相邻通道。由于该方法是倒相而不是振幅调制方法，所以在带通滤波器之后能使用限制。
在利用本发明方法的系统中，可以使用一般由标号31指示的探测器，如图5中所示。在以上叙述的滤波和限制之后，可以实现探测。为此目的，可以使用同步’或‘自差’型探测器，以探测倒相或丢失脉冲(循环)。图5表示一种典型的同步相位探测器。来自限制器的单频率信号通过一个包括电路51至放大器(52)、(53)和(54)的带宽波滤波电路。这些放大器是具有零滞后的集成电路，如型号74AC04或74HC04。在这种电路中，它们每个带有一个反馈电阻器。因而，放大器(52)、(53)和(54)起模拟放大器的作用。
在图5中表示的电路(31)的较低通路中，把一个晶体控制振荡器(55)锁定到进来信号上以提供相位基准而没有相位变化。相位基准的输出通到一个相位探测器(56)，其中把它与具有相位变化的进来信号相比较以在相位变化期间产生输出。相位变化周期能通过由在图2中的电路的元件28提供的脉冲延迟时间改变。最佳操作只使用在调制频率处的一个循环，因为这导致具有最低可能功率级的小波峰。
XOR门56当它用作在图5的探测器电路中的相位探测器时在两个输入具有相同相位时没有输出，而在两个输入相位相反时具有最大输出。因而，响应是相同的，就像循环之一丢失一样。
图6表示一种包括在实施本发明的系统中使用的一个译码电路的译码装置。像这样，图6的电路是一个用来译码一个脉冲位置调制信号的译码器。这个电路利用只稍微迟延的脉冲以指示数字一的存在。数字一(早先)脉冲复位数据时钟并且闭合一个门电路。为了堵塞多余的信号，一个门电路(63)仅在一脉冲的期望到达时间之前打开。一旦接收到脉冲，门就关闭直到下个打开周期。
来自相位变化探测器(31)的非常窄脉冲在宽度方面由脉冲展宽器(61)扩展。展宽的脉冲通到数据探测器(62)和通到时钟复位脉冲发生器(64)和(65)。数据探测器(62)的D输入保持高，直到时钟读数据并且把它通到(62)的输出作为高或一输出。在时钟上升之后，一个延迟脉冲把把D输入设置到低。因此，数据探测器(62)记下一个低或数字零。
展宽脉冲的前边缘使脉冲发生器(64)产生一个延迟脉冲。后侧(颠倒)脉冲延迟驱动尖峰发生器(65)的脉冲。尖峰发生器(65)创建一个复位分配器(66)以使数据时钟在复位时间上升的非常窄尖峰。一个在数据时钟的多处操作(通常32或64倍的时钟速率)的晶体控制振荡器(67)，使其输出由频分器(66)划分。一个门电路(63)用来在刚好在代表数字一的希望信号的期望到达时间之前的短时间周期期间对于进来脉冲打开电路。当时钟已经复位时，门关闭。这防止通过噪声或多路回波的数据时钟有害复位。
图7表示滤波对于倒相的影响。对于大于时间的95％存在的通常RF循环表示为在(a)处具有波峰。倒相发生在(b)处，在(c)和(e)处有相位相差180度的负波峰。在第三循环上，相位颠倒并且波峰出现在(h)和(i)处，具有在图7的线(1)上表示的正常相位。
当只涉及一个循环时，在图7中表示的图案，线(2)出现。用于该短时间周期的频率加倍。滤波器不能通过正常的两倍或一半下的频率，并且除去它，导致图7中所示的丢失循环的出现，线(3)。在频率加倍或分半的任何时刻将看到这种丢失循环。把每个循环当作一个脉冲，丢失循环能当作一个丢失脉冲。直接通过代替图2中指示的XOR门的AND门的使用能可选择地创建丢失脉冲。
图8表示多路信号对在探测器(31)输出处的当前脉冲位置调制信号的测量影响。希望主要通路具有一个较强相位复向量(a)。反射或回波通路具有一个较弱相位复向量(b)。相位复向量之和(c)对于位周期的大部分保持固定。当较弱回波通路的倒相发生时，相位复向量之和在瞬时变化到(c′)，然后回复到在(c)处的位置。
对于在(d)处的较弱通路和对于在(e)的较强通路表示探测输出。较强信号能在刚好高于(d)的电平处截断以除去较弱信号(d)。在图6中的门63能设置成只接收较强脉冲(e)而拒绝在脉冲之间的噪声。
已经表明，借助于本发明能容许接近-3dB的第二通路信号，而不使用对于可接收数字声音质量的误差校正。这是比用于其它方法的容许电平好12dB的改进。
多路接收的改进是用于希望和反射通路的非常窄脉冲时间周期的结果。这个周期远小于全部位周期。如果两个通路不重叠，则几乎没有干扰。其它调制方法占据全部位周期，因此来自第二通路的干扰要大得多。
图9表示一种用来优化(同步)在脉冲与RF频率之间的关系的简单装置。在图2中的OR门(22)的输出施加到协调D触发器(81)的D输入上。经一个移相器施加RF频率，以引起在XOR门(26)中的倒相。这保持探测信号的功率级基本上均匀。即使有计时的稍微变化，这种变化对于译码器基本上没有影响。
由在本专业中有普通技巧的那些人可以进行多种变更和修改，而不脱离本发明的精神和范围。因此，必需理解，仅为了举例目的叙述了表明的实施例，并且它不应该看作限制由如下权利要求书定义的本发明。例如，尽管下面以某种组合叙述权利要求的元件，但必须清楚地理解，本发明包括以上公开的较少、较多或不同元件的其它组合，甚至在这样的组合中初始没有要求也是如此。
在本说明书中用来描述本发明和其各种实施例的字词不仅要在其普通定义意思的意义上理解，而且通过在本说明书结构中的专用定义包括超越普通定义意思范围的材料或动作。因而如果一个元件在本说明书的上下文中能理解为包括多于一个意思，那么其在权利要求中的使用必须理解为对于由说明书和由字词本身支持的所有可能意思是通用的。
如下权利要求书的字词或元件的定义因此在本说明书中定义，以便不仅包括文字叙述的元件组合，而且包括用来以基本相同的方式基本完成相同的功能以得到基本相同的结果的所有等效结构、材料和动作。在这个意义上，因此设想对于在下面权利要求书中的各元件的任一个可以进行两个或多个元件的等效代替，或者在权利要求中一个元件可以代替两个或多个元件。尽管元件可能在以上描述为以某些组合起作用并且甚至初始像这样要求，但要清楚地理解，来自要求组合的一个或多个元件在某些情况下能从组合中删除，并且要求的组合可以直向子组合或子组合的变化。
由熟悉本专业的普通技术人员看到的来自要求主要内容的想象变更，现在知道的或以后设想的，清楚地认为等效地在权利要求书的范围内。因此，对于熟悉本专业的普通技术人员现在或以后知道的明显替代定义为在定义元件的范围内。
权利要求书因而理解为包括以上特别说明和描述的、概念等效的、能明显代替的及也基本包括本发明的基本思想的内容。