群延迟测试方法及装置 【技术领域】
本发明涉及一种群延迟的测试方法及装置，特别涉及一种采用单一频率信号送入受测装置即可测得受测装置的群延迟的测试方法及装置。
背景技术
一般电子装置电路在传送数据信号时信号通过电子装置电路内部所遇到的延迟(即所花费的时间)称为群延迟(group delay)。群延迟对很多电子装置存在有不可忽略的影响，例如以数据储存系统而言，若无法充分掌握内部电子装置的群延迟，便无法确保数据再现时其相对时序的正确性，此一情形会造成数据译码的错误。另外，对数字通信系统而言，若未适当处理群延迟，则会造成信号的非线性失真，导致数字信号的译码错误率增高。因此，群延迟的测量对于很多电子装置而言是非常重要的。
以往群延迟地测试方法是将一多频信号源(multi-tone source)送入一受测装置(Device Under Test，DUT)，如图1所示，该多频信号源包含有2个高频信号11、12(high frequency components)，其间存在有少许的频率差Δf，例如频率分别为40MHz与40.05MHz的高频信号。在这2个高频信号被送入并通过受测装置后，可通过离散傅利叶转换(DFT，Discrete Fourier Transform)计算来求出高频信号11、12间的相位差ΔP，其相关计算处理必须通过预设的测试仪器配合程序设计来计算。由于群延迟Tgd＝-Δp/Δf，因此当求出Δf与Δp后，群延迟便可被求出。
上述现有群延迟测试方法为了测试高频频带(截止频带cut-off band)的群延迟，所送进DUT的模拟多频信号源就必须是高频信号，而为了实施DFT，必须将此模拟多频信号源中的这些高频信号11、12予以数字化，因此所使用的测试设备若取样数据不足，分辨率不够，将难以正确地计算出相位差数据，导致测试结果不精确。至于现有群延迟测试方法想获得精确的结果，其所采用的相关仪器除了须具有高速的数字化器(digitizer)，以便快速对这些高频信号进行数字化处理以外，还须使用高分辨率的测试设备配合程序设计，来检测计算出相位差的实际数值，由于高速数字化器与高分辨率测试设备的价格非常昂贵，导致整体所需耗用的测试费用甚高。
如上所述，可归纳出现有群延迟测试方法存在有如下的各项缺点：
1 必须采用多频信号源送入受测装置以进行群延迟的测试。
2 需要使用高速数字化器，来将该多频信号源所送出的这些多频信号部份予以数字化。
3 需要有高分辨率的测试仪器来实际检测计算相位差数值。
4 前述高速数字化器及高分辨率测试仪器皆甚昂贵，因此必须花费较高的费用。
【发明内容】
因此，本发明的目的在于提供一种可显著降低测试费用、并精确求得受测装置的群延迟的测试方法及装置。
因此，本发明的群延迟测试方法适合用来测试一受测装置的群延迟Tgd，该群延迟测试方法包含以下步骤：(A)输入一已知周期T的模拟单频信号至所述受测装置的一输入端；(B)提取该输入的单频信号，以及通过所述受测装置后所输出的一延迟后单频信号，并将该输入的单频信号与该延迟后单频信号分别转换成一第一数字信号与一第二数字信号；(C)比较该第一和第二数字信号的相位差；(D)将所得的相位差比较结果转换成一正比于该相位差的电流I；(E)使所得电流I流经一已知电阻值R的平均电路，并获得一电压差ΔV；及(F)依据这些已知的周期T、电流I、电阻值R及电压差ΔV，求得所述受测装置的群延迟Tgd。
【附图说明】
本发明的其它特征及优点，在以下配合参考附图的优选实施例的详细说明中，将可清楚的明白，在附图中：
图1是现有群延迟测试方法所采用一多频信号源的二多频信号的时序示意图；
图2是一群延迟测试装置与一受测装置预作连接的简略方块示意图，用于说明本发明的群延迟测试方法的一优选实施例；
图3是该优选实施例中该测试装置在一测试状态时的简略方块示意图；及
图4是该优选实施例中该测试装置在一校正状态时的简略方块示意图。
【具体实施方式】
参阅图2，所示为根据本发明实施例用以实现上述群延迟测试方法的测试装置的简略示意图。该测试装置预先与一受测装置2连接，用来测量所述受测装置2的群延迟Tgd。
该测试装置包含一信号源31、一校正单元32、一第一转换电路33、一第二转换电路34、一相位检测器35、一上电流泵36、一下电流泵37及一平均电路38。
该信号源31可输出一模拟的单频信号311，并将该单频信号311供应至所述受测装置2的一输入端21。本实施例中该单频信号311是采用一已知周期为T的正弦波信号，该单频信号311通过所述受测装置2后，由受测装置2的一输出端22输出一延迟后单频信号23。
该校正单元32在本实施例中采用一测量多任务器(calibrationMultiplexer)，其作用如同一输入开关，可选择使用在一测试状态与一校正状态，当在该测试状态时，所述受测装置2的输入端21与输出端22分别传输的单频信号311与延迟后单频信号23，如图3所示，透过该校正单元32而分别被送往该第一、第二转换电路33、34，以进行受测装置2的群延迟Tgd的测量。当在该校正状态时，所述受测装置2的输入端21传输的单频信号311透过该校正单元32而同时送往第一、第二转换电路33、34，藉此测量出整体群延迟测试装置本身失配(mismatch)所产生的误差值。上述关于群延迟Tgd的测量与整体群延迟测试装置本身失配所产生误差值的测量，将于下文详作说明。
先就该测试状态加以说明。
该第一、第二转换电路33、34的输入端331、341，在如图3所示的测试状态时，透过前述校正单元32而分别连接于所述受测装置2的输入端21与输出端22，因此可分别提取属于模拟信号的单频信号311与延迟后单频信号23予以数字化后，由其输出端332、342分别输出一第一数字信号333和一第二数字信号343，由正弦波数字化转换所得的第一、第二数字信号333、343皆为方波信号。
该相位检测器35用来接收并比较该第一第二转换电路33、34所输出的第一、第二数字信号333、343，并由其一输出端351输出第一、第二数字信号333、343间的相位差比较数据。
该上、下电流泵36、37以串联形态作连接，并同时受控于该相位检测器35的输出端351，利用相位检测器35所检测出的相位差，来控制上、下电流泵36、37内部的开关，使上、下电流泵36、37的串接处流出一正比于该相位差的电流I。
该平均电路38可采用一已知电阻值R的低通滤波电路，该平均电路38是连接于上、下电流泵36、37所输出的电流I的回路上，该电流I流过该平均电路38，就可被转换成一固定电压的信息，而在该平均电路38的一输出端381产生一电压差ΔV。
由图3所示电路方块的信号流(singal flow)，可归纳得出其计算式为ΔV＝(Tgd/T)×I×R，在周期T、电流I、电阻值R、电压差ΔV等值皆为已知数的情况下，便可轻易求出所述受测装置2的群延迟Tgd。以上有关经由电路方块的信号流所归纳出的计算式，由于是为一般研发者在设计电路时所普遍采用的运算方式，在此不详加推导。
由于本实施例的设计中，利用相位检测器35所输出的相位差比较结果来控制上、下电流泵36、37，而将相位差转换成电流I，再利用该电流I流经具有电阻值R的平均电路38而产生该电压差ΔV，该电压差ΔV为定值，因此极为容易被精准测量，而由于在整个测量过程中无须直接测量出第一、第二数字信号333、343的实际相位差数值，因此，不必如现有群延迟测试方法须借助昂贵的高速数字化器与高分辨率仪器来进行相位差实际数值的精准测量，使得本发明的群延迟测试方法所采用的测试装置不仅能显著节省设备成本，还能有效、精确求得所述受测装置2的群延迟Tgd。
以下继续针对图4所示的校正状态详加说明。
当在该校正状态时，所述受测装置2的输入端21所传输的单频信号311通过该校正单元32同步地被重复提取，并分别送往第一、第二转换电路33、34的输入端331、341，以同步进行转换而分别获得第一、第二数字信号333、343，接着该相位检测器35同样会利用比较第一、第二数字信号333、343所得的相位差结果，来控制上、下电流泵36、37流出一正比于该相位差的电流流经该平均路38，以转换产生一电压误差值ΔV′。在该校正状态下，由于输入第一、第二转换电路33、34的信号为同一信号，因此当整体测试装置无失配时，该电压误差值ΔV′会等于零，但若测试装置有失配时，则该电压误差值ΔV′会为一预定值，而在实际计算群延迟Tgd时，该电压误差值ΔV′必须被考虑在内，至于在将该电压误差值ΔV′列入考虑时，必须由该电压差ΔV中扣掉该电压误差值ΔV′，亦即其计算式将为ΔV-ΔV′＝(Tgd/T)×I×R，藉此可求得校正后的群延迟Tgd。
如上所述，由于在本实施例中利用该相位检测器35比较单频信号311与延迟后单频23的数字化信号，通过输出其间的相位差结果，来控制上、下电流泵36、37，而将相位差转换成电流I，以及利用该电流I流经具有电阻值R的平均电路38来产生容易精准测量的定电压差ΔV，因此在整个测量过程中，无须直接测量出第一、第二数字信号333、343的实际相位差数值，便能具有如下的各项优点：(1)仅须采用单频信号源送入受测装置以进行群延迟的测试；(2)群延迟测试装置的设计无须使用昂贵的高速数字化器；(3)群延迟测试装置的设计不需采用昂贵的高分辨率测试仪器来检测计算相位差的实际数值。(4)可有效降低测试费用，并能精确求得所述受测装置2的群延迟。因此，确实能达到发明的目的。
以上所述仅为本发明的优选实施例，但不能以此限定本发明实施的范围。在不背离由所附权利要求限定的本发明宗旨和范围的情况下，本领域内的普通技术人员可以进行各种等效改变和改进。