用于通信中的可变增益放大器 版权公告
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【技术领域】
总体上讲，本发明涉及一种可变增益放大器，更具体地讲，本发明涉及一种用于通信的适合在半导体集成电路中使用地可变增益放大器。
背景技术
传统的可变增益放大器可以使用图2A和图2B中所示的可变增益放大器作为一个结构部件。对于更详细的内容，请参见以下的非专利文档1。可变增益放大器利用晶体管的增益与偏流成比例，通过偏流控制增益。
图2A和图2B显示了一个传统的可变增益放大器200。图2A是可变增益放大器200的一个电路框图，该可变增益放大器200包括多个可变增益单元放大器(以下仅将它们称为单元放大器)，这些可变增益单元放大器分三级串联。图2B是构成各级的单元放大器的电路图。
因为对于仅在如图2A中所示的一级中具有一个单元放大器(VGA)202，可变增益放大器的可变增益范围存在一个限制，所以通常对可变增益放大器这样地加以配置：在多个级中的(在图2A中所示例子的情况中，为VGA1~VGA3三个级)单元放大器被串行连接，以获得一个大的可变增益范围。各单元放大器202由一个如图2B中所示的可变增益差分放大器204构成，包括差分对晶体管以及一个用于向差分对晶体管提供偏流的可变电流源205，其中晶体管Q1、Q2的各发射极相互连接，晶体管Q1、Q2的各基极用作输入端。通过控制可变电流源205的电流值，实现对可变增益差分放大器204的增益的控制。
在图2A中，附图标记C表示一个用于削减直流电(DC)的电容器，IN表示一个向可变增益放大器200输入的输入信号，OUT表示向一个输出信号。另外，在图2B中，in表示向可变增益差分放大器204输入的一个输入信号，out表示一个输出信号，Vcc表示一个针对可变增益差分放大器的电源电压，Vbias表示一个偏置电源电压，用于经由各自的电阻器R1、R2向差分对晶体管Q1、Q2的各基极提供偏流。电阻器RL1、RL2分别为差分对晶体管Q1、Q2的负载电阻器。
[非专利文档1]
在Yamawaki等人于1997年12月发表在IEEEJournalofSolidStateCircuits，Vol.32，No.12中的“A2.7-VGSMRFTRANCEIVERIC”
[非专利文档2]
Kenington、PeterB.的“HighLinearityRFAmplifierDesign”，ArtechHouse，Inc.，1979，第161～163页
对于图2中所示的传统电路，由于构成可变增益放大器的各可变增益差分放大器的非线性特性，当将一个大信号输入到其上时，会出现振幅失真，而这一点尚未给予充分考虑。因此，目前还不可能获得一个即使是在一个大输入信号期间，仍能够满足低失真和低噪音要求的可变增益放大器。
【发明内容】
本发明的一个目的，是提供一种具有良好低噪音特性、而且甚至是当有一个大输入信号时也不会导致振幅失真出现的可变增益放大器。将会了解，本发明可以以多种方式实现，包括作为一个过程、一个装置、一个系统、一个设备或一种方法。
另外，本发明的另一个目的，是提供一种极性环(polarloop)发射机，该极性环发射机使用具有这样一个良好低噪音特性、并拥有良好的输出功率控制功能，而且不会导致其失真特性和噪音特性明显恶化的可变增益放大器。
根据本发明的可变增益放大器，其特征在于，至少在初始级中，一个低噪音衰减器安装于单元放大器(VGA)的输入侧。通过在初始级中将低噪音衰减器安装在VGA的输入侧，可以衰减明显受到噪音影响的初始级中VGA的一个输入信号，因此可以防止出现于初始级中的VGA的振幅失真。在这一情况中，适合于使用一利用电容器分压的、不产生噪音的衰减器作为低噪音衰减器，来降低噪音。另外，如果需要的话，也可以在最后一级中安装一个固定增益放大器，以补充总增益的不足。
本发明包括方法、装置、计算机可读介质的不同的实施例，这些实施例是根据以上的描述加以配置的，并且具有不同的特性和取舍。
【附图说明】
通过以下结合附图的详细描述，将会对本发明更容易地加以理解。为了便于这一描述，以相同的参考数字表示相同的结构元素。
图1A是根据本发明的可变增益放大器的一个第一实施例的结构电路图；
图1B是该可变增益放大器的一个单元放大器的电路图；
图2A是一个传统可变增益放大器的结构电路图；
图2B是该传统可变增益放大器的一个单元放大器的电路图；
图3是根据本发明的可变增益放大器的一个第二实施例的一单元放大器的电路图；
图4显示的是传统极性环发射机的一个结构的电路图；
图5是使用了根据本发明的可变增益放大器的本发明的一个第三实施例的，一个具有输出功率控制功能的极性环发射机的方框电路图；
图6显示了在图5的电路配置中所使用的用于输出功率控制的可变增益放大器的增益和一功率放大器的输出电平之间的关系；
图7是一张特性图，显示了表明图1中所示可变增益放大器的增益对输入信号电平(SIN)的依赖性的一些模拟结果；
图8显示了实现第三实施例所使用的用于输出功率控制的可变增益放大器的电平图的一个设计实例；
图9是一张特性图，显示了表明图3中所示可变增益放大器的增益对输入信号电平(SIN)的依赖性的一些模拟结果；
图10显示了实现第四实施例所使用的用于输出功率控制的可变增益放大器的电平图的一个设计实例；以及
图11是一个电路图，显示了图1B中所示的可变增益差分放大器和一个安装在其输出部分的放大器由MOS晶体管构成的情况。
【具体实施方式】
下面，将公开关于低振幅失真、低噪音、并拥有一个大可变范围的可变增益放大器的一个发明。给出了许多具体的细节，以提供对本发明的一个全面的了解。然而，本领域的技术人员将会意识到：可以在不使用某些和全部这些具体细节的情况下，实现本发明。
图1显示了根据本发明的可变增益放大器100的一个第一实施例。图1(A)是根据第一实施例的可变增益放大器100的一个电路框图，图1(B)是单元放大器102的一个电路图。如图1(A)中所示，本实施例类似于其中单元放大器(VGA)102在从VGA1到VGA3的三级中被串联的传统的例子，但在结构配置方面与这一传统例子的不同之处在于：在各VGA的输入侧安装了一个利用电容器分压并兼作DC分割设备的衰减器101，并在可变增益放大器的最后一级中安装了一个固定增益放大器(FIX-AMP)103。对于固定增益放大器103，可以使用例如一个共发射极放大器。
另外，作为各VGA的一个电路配置，使用了一个在配置上类似传统例子的可变增益差分放大器104，如图1(B)中所示。然而，各VGA与传统例子的单元放大器的区别在于：在可变增益差分放大器的输出侧上安装有一个用于驱动后端级的射极输出器106，其包括晶体管Q3、Q4，以及电流源107、108。总的来说，射极输出器具有良好的频率特性和失真特性，并具有高输入阻抗和低输出阻抗等特性，因此射极输出器适合于驱动后端级的电路。
可变增益差分放大器104利用由晶体管Q1、Q2组成的差分对晶体管的增益中的变化，执行对增益的控制，其中差分对晶体管增益发生的变化正比于一个可变电流源105所提供的偏流。
通过采用这样一种配置：将衰减器101安装在构成可变增益放大器100的VGA1～VGA3的各输入侧，从而衰减进入各VGA的信号，防止了出现于各VGA的振幅失真。在这一情况中，之所以把利用电容器分压的衰减器101作为衰减器，是为了降低噪音，因为利用电容器分压的衰减器101不产生噪音。相反，使用电阻器的衰减器会产生噪音，因而不适合于RF低噪音之目的。另外，也考虑过使用电子地执行相应于一个输入的可变控制的可变衰减器而不是使用固定衰减器，但是这样的想法是不实际的，因为可变衰减器要求大量的电路元件，例如，电阻、晶体管、二极管、电流源等，从而使其配置变得十分复杂，另外，它也很难满足RF低噪音特性的要求。
而且，在根据第三和第四实施例(下文说明)，在可变增益放大器中使用可变衰减器，以进行极性环发射机(polarlooptransmitter)的输出功率控制的情况下，控制噪音和一个增益仍将很困难，因此将固定衰减器用于利用电容器分压的固定量衰减类型的衰减器101，依然是最佳选择。作为选择，如果有其它合适的针对在RF区域中低噪音的固定衰减器，也可以使用。
之所以在最后一级中安装固定增益放大器103，是为了获得一个所希望的总增益。可变增益差分放大器要求大的电流消耗。有利的是，在最后一级中采用固定增益放大器103的可变增益放大器100消耗的功率低于在每一级中采用可变增益差分放大器的可变增益放大器。
如上所述，使用图1中所示的本实施例的配置，可以提供一种拥有一个大可变范围及低振幅失真的可变增益放大器。
对于本实施例，展示了衰减器101安装在所有VGA102的各输入侧的这样一种情况。然而，由于在初始级中噪音效应为最大，因此即使衰减器101仅安装在初始级中，也可以获得低噪音的有利效果。因此，既可以将衰减器101安装在初始级的输入侧，也可以将衰减器101安装在后端级的输入侧。另外，从降低噪音的观点来看，即使总增益相同，将衰减器安装在各级中的VGA的输入侧也更为有利，因为放置在各级之间的衰减器衰减了前一个级中所产生的噪音。
对于本实施例，已描述了基于双极晶体管的可变增益放大器的配置。此处将描述：可以在MOS场效应晶体管(金属氧化物半导体器件场效应晶体管，以下仅将其称为MOS晶体管)的基础上类似地构造一个可变增益放大器。
图11是VGA的一个电路图，其中可变增益差分放大器和一个安装在可变增益差分放大器输出部分的放大器由MOS晶体管构成，如图1B中所示。
由于MOS晶体管的增益正比于偏流强度的平方根，所以可以使用MOS晶体管实现一个通过偏流控制增益的可变增益差分放大器。如图11中所示，通过用其各源极互相连接的MOS晶体管M1、M2取代图1中所示的可变增益差分放大器104的其发射极互相连接的晶体管Q1、Q2，来构造可变增益差分放大器104M。如同由双极晶体管构成的可变增益差分放大器104一样，通过控制一个可变电流源105的电流值控制由MOS晶体管构成的可变增益差分放大器104M的增益。
另外，可以通过用MOS晶体管M3、M4取代图1中所示的射极输出器106的晶体管Q3、Q4，来构成安装在各VGA的输出部分的用于驱动后端级电路的源输出器106M。尽管未在图中加以显示，安装在最后一级中的固定增益放大器103也可以由MOS晶体管构造。例如，可能使用一个共源极放大器。
即使在使用了由MOS晶体管构造的VGA1～VGA3、一个安装在各VGA输入部分的利用电容器分压的衰减器、以及一个由MOS晶体管构造的固定增益放大器来构造图1(A)中所示的可变增益放大器的情况中，也可以如同使用双极晶体管构造可变增益放大器的情况一样，提供具有一个大可变范围和低振幅失真的可变增益放大器。
图3是根据本发明的可变增益放大器的一个第二实施例的一个单元放大器的电路图。根据第二实施例的可变增益放大器的结构电路图与图1(A)中所示的第一实施例的可变增益放大器的结构电路图在配置方面是相同的，且仅在单元放大器(VGA)的配置方面，本实施例不同于第一实施例。
即，本实施例拥有一个类似于第一实施例的结构配置的结构配置，其中一个利用电容器分压的衰减器101安装在各单元放大器102的输入侧，并在可变增益放大器的最后一级中安装了一个固定增益放大器103，然而，在各单元放大器102的电路配置方面与第一实施例的不同之处在于，使用了一个包括一个可变增益差分放大器304、一个用于控制可变增益差分放大器304的增益的电流反射镜电路307、以及一个用于驱动一个后继极的射极输出器106的单元放大器，如图3中所示。为了便于比较，将在假设VGA1～VGA3为分3级串联的情况下，描述本实施例。
如第一实施例一样，用于驱动一个后继极电路的射极输出器106安装在各VGA的出口侧，在可变增益放大器的最后一级中安装一个固定增益放大器103，以获得一个所希望的总增益。
根据本实施例的可变增益差分放大器304具有一个这样的电路配置：一个由一个晶体管Q1构造的单放大器和另一个由一个晶体管Q2构造的单放大器并排放置用于差分，并且二极管D1、D2分别插入晶体管Q1、Q2的各发射极。通过电流反射镜电路307控制电流来控制可变增益差分放大器304的增益，其中电流反射镜电路307包括一个可变电流源308、电阻器R3、晶体管Q5、以及二极管D3。
分别插入在可变增益差分放大器304的各发射极的二极管D1、D2，具有改进电路线性特性的效果。更具体地讲，由于插入在各发射极的二极管D1、D2的作用，分别在晶体管Q1、Q2的基极和发射极之间传输的信号其振幅被减半，从而变得不易振幅失真，因此改进了电路的线性特性。
与使用图1(B)中所示可变增益差分放大器104的情况相比，通过将可变增益差分放大器304用于可变增益放大器100的单元放大器102，为防止出现振幅失真所需的初始级中单元放大器VGA1的衰减量可得以减小。因此，为获得所希望的总增益所要求的最后一级中固定增益放大器103的增益能够得以减小。由于在随后的级中放大了多级放大器的前一个级中所产生的噪音，所以以这一方式通过在最后一级中减小增益，可以进一步降低可变增益差分放大器100的输出噪音。
对于二极管D1、D2，既可以使用互连集电极和基极的二极管连接的一个双极晶体管，也可以使用一个扩散二极管。
因此，本实施例可以提供一个具有一个大可变范围和低振幅失真，产生噪音低于第一实施例的可变增益放大器。
以下将描述使用了根据本发明的可变增益放大器的本发明第三实施例。在第三实施例中，根据第一实施例的可变增益放大器，如图1中所示，被用作用于对一个极性环发射机进行输出功率控制的可变增益放大器。
极性环方法是一种针对功率放大器(PA)的线性化方法，适合于处理具有关于其振幅和相位的信息的信号的发射机。图4显示了传统极性环发射机的一个配置。这一极性环发射机由一个使用了一个相位比较器413的相位回路和一个使用了一个振幅比较器410的振幅回路构成。图4中所示的粗线表示振幅回路。
来自IQ调制器409的一个输出信号输入到振幅比较器410和相位比较器413的各正相位输入端，其中IQ调制器409接收信号I、Q(信号I、Q之间具有一个90。的相位差)、中频电压控制振荡器(IFVCO)408的一个输出，并输出中频(IF)频段中的调制的信号。与此同时，经由一个耦合器402检测功率放大器(PA)401的输出的反馈信号被传送通过一个衰减器403，并在其被输入到振幅比较器410和相位比较器413的各反相位输入端之前，通过一个RF局部振荡器405 的一个振荡信号和一个降频混频器404的作用被转换到IF频段。相位比较器413将两个信号的各自相位互相比较，从而将反馈施加于一个传输电压控制振荡器(TxVCO)415的控制端，以均衡两个信号的相位。其结果是，可完成从IF频段向RF频段的频率转换，同时可以对一个传输信号进行相位调制。
与此同时，振幅比较器410将两个信号的各自振幅互相加以比较，从而将反馈施加于功率放大器(PA)401的控制端，以均衡两个信号的相位。其结果是，可以对调制好相位的、从传输电压控制振荡器(TxVCO)415输出的传输信号进行振幅调制，将其调制成一个给定振幅的RF信号。
因此，极性环发射机可以通过天线(ANT)发送在振幅和相位方向分别具有信息的信号，而且不会失真。回路滤波器411是一个低通滤波器，用于将振幅比较器410的输出转换成一个用于控制功率放大器(PA)401的信号，而回路滤波器414是一个低通滤波器，用于将相位比较器413的输出转换成一个用于控制传输电压控制振荡器(TxCVO)415的信号。
上述极性环发射机在例如非专利文档2中有更详细的说明。
振幅回路的运作使得来自IQ调制器409的信号的振幅变成等于来自降频混频器404的反馈信号的振幅。
因此，在本实施例中，一个用于输出功率控制的可变增益放大器406被安装在振幅回路的一个反馈路径中，如图5中所示，目的在于通过控制可变增益放大器406的增益，控制功率放大器(PA)401的输出电平。即，这将能够使极性环发射机的输出功率可以被控制。这里，图6中描述了可变增益放大器406的增益G和功率放大器(PA)401的输出电平之间的关系。从图6中可以看出，这一关系应该是这样的：如果功率放大器(PA)401的输出(以下将其称为PA输出)变大，可变增益放大器406的增益G就变小，而如果PA输出变小，可变增益放大器406的增益G就变大。
因而，在对极性环发射机的输出功率加以控制的情况下，要求可变增益放大器406具有以下的特性。
实现对输出功率的控制，将要求一个大可变范围。
在振幅方向上拥有信息的信号的无失真传输，将要求一个高的线性特性。
必须在一个低增益期间接收来自功率放大器的大的信号。因此，在低增益期间要求特别高的线性特性。
在针对便携式终端的应用中，关于Rx频段中噪音的规定是严格的，因此要求可变增益放大器具有低噪音特性。
现在，假定这样的一种情况：可变增益放大器406的线性特性规定为0.1dB-ICP(InputCompressionPoint输入压缩点)，以下描述其具体的一个设计。此处，0.1dB-ICP是指这样一个输入信号电平：当因电路的非线性特性放大器的输入信号电平提高时，增益变化0.1dB。
将图1中所示的可变增益放大器100用作可变增益放大器406。由理论可知：尽管因改变偏流会导致增益发生变化，但用于构成可变增益放大器100的各单元放大器102中的可变增益差分放大器104的输入失真特性不会发生变化，而且ICP不依赖于增益。
图7描述了表明可变增益差分放大器104的增益AG对输入信号电平SIN的依赖性的一些模拟结果。在该图中，展示了在通过改变控制电流(来自可变电流源105的电流)将增益设置成不同值的情况下可变增益差分放大器104的特性。在图7中，黑三角符号表示可变增益差分放大器104的0.1dB-ICP的位置。可变增益差分放大器104的0.1dB-ICP将保持在-28dBm，证明即使改变了增益，0.1dB-ICP也不会改变得太多。
图8整体地描述了从输入IN到输出OUT可变增益放大器电平图的一个设计实例。如图1中所示，可变增益放大器100配备有利用VGA1～VGA3的各输入侧的电容器分压的衰减器101。在图8中，从VGA1侧由ATT1～ATT3顺序地表示的衰减器101的各块。
图8中的电平图表示了各块的输入信号电平SIN。在该图中，分别描述了当PA输出为最大时在最小可得增益处，以及当PA输出为最小时在最大可得增益处针对图5中所示极性环发射机的电平图。如先前所描述的，即使增加了增益，可变增益差分放大器104的ICP也不会恶化。另外，从图6中所示的关系来看，可以认为，在输出功率控制的情况下，可变增益放大器406的增益的增加，将导致输入信号电平的降低至增益所增加的范围。因此，如果增益的分布是依据在最小可得增益时将不出现振幅失真而确定的，那么只要振幅回路正常运作，增益的增加将不会导致振幅失真的发生。
因此，当从功率放大器(PA)401接收一个大的信号时，在最小可得增益时，在初始级中衰减器ATT1的衰减器的量被设置为，使初始级中VGA1的输入电平变得低于初始级中VGA1的0.1dB-ICP(在图8中，由符号X所表示的位置处的增益)。
另外，对于后继极中的各VGA，衰减器ATT2、ATT3的各衰减量是这样确定的：在最小可得增益时，各VGA的输入信号电平变得小于各VGA的0.1dB-ICP。然后，通过最后一级中所安装的固定增益放大器(FIX-AMP)103获得所希望的总增益。对于一个多级放大器，由于前一级中所产生的噪音在后面的级中被放大，所以在最后一级中减小增益对于降低噪音来说是有效的。因此，各衰减器的衰减量这样确定，使得各VGA的输入信号电平SIN变得略小于各VGA的0.1dB-ICP(在图8中，由符号X所表示的位置处的增益)，并这样地设计：在各后面的级中提供尽可能小的一个增益。
因此，使用本实施例，可以提供具有良好输出功率控制功能，而且不会导致其失真特性明显恶化的极性环发射机。
以下将描述本发明的使用了根据本发明的可变增益放大器的一个第四实施例。在第四实施例中，根据第二实施例的可变增益放大器，如图3中所示，作为一个用于对图5中所示配置的一个极性环发射机进行输出功率控制的可变增益放大器。
与第三实施例的情况一样，例如假定这样的一种情况：可变增益放大器406的线性特性被规定为0.1dB-ICP，以下描述其一个具体的设计。由理论可知：尽管因改变偏流会导致增益发生变化，但用于构成可变增益放大器的各单元放大器VGA1~VGA3中所使用的、图3中所示的可变增益差分放大器304的输入失真特性不会发生变化，而且ICP不依赖于增益。
图9描述了表明可变增益差分放大器304的增益AG对输入信号电平SIN的依赖性的一些模拟结果。在图9中，描述了在通过改变控制电流(从电流反射镜307的可变电流源308到晶体管Q5的集电极所提供的电流Ic)将增益设置成不同值的情况下可变增益差分放大器304的特性。在这一情况中，假设一个信号源电阻为50Ω。在图9中，黑三角符号表示可变增益差分放大器304的0.1dB-ICP的位置。在电流Ic的值较大和增益较高的状态下，输入侧的失真抵消了输出侧的失真，反之亦然，因此0.1dB-ICP处于某一稍高的值，然而，当减小增益时，0.1dB-ICP逐渐接近一个给定的值(-19.2dBm)。
图10整体地描述了可变增益放大器电平图的一个设计实例。该电平图表示各块的输入信号电平SIN在该图中，分别描述了当PA输出为最大时在最小可得增益时刻，以及当PA输出为最小时在最大可得增益时刻的电平图。如先前所描述的，即使增加了增益，可变增益差分放大器304的ICP也不会恶化。另外，从图6中所示的关系来看，可以认为，当控制极性环发射机的输出功率时，可变增益放大器406的增益的增加，将导致输入信号电平的降低至增益所增加的范围。因此，与先前所描述的第三实施例一样，如果增益的分布是这样确定的：在最小可得增益时不出现振幅失真，那么只要振幅回路正常运作，增益的增加将不会导致振幅失真的发生。
因此，当从功率放大器(PA)401接收一个大的信号时，在最小可得增益时，在初始级中的衰减器ATT1的衰减量被设置为，使初始级中VGA1的输入信号电平变得低于初始级中VGA1的0.1dB-ICP(在图10中，由符号X所表示的位置处的增益)。
另外，对于后继极中的各VGA，衰减器ATT2、ATT3的各衰减量是这样确定的：在最小可得增益时，各VGA的输入信号电平变得小于各VGA的0.1dB-ICP。然后，通过最后一级中所安装的固定增益放大器(FIX-AMP)获得所希望的总增益。对于一个多级放大器，由于前一级中所产生的噪音在后面的级中被放大，所以在最后一级中减小增益对于降低噪音来说是有效的。因此，各衰减器的衰减量这样确定，使得各VGA的输入信号电平SIN变得略小于各VGA的0.1dB-ICP，并这样地设计：在各后面的级中提供尽可能小的一个增益。
与可变增益差分放大器104相比，可变增益差分放大器304的0.1dB-ICP大约高9dB，因此，可变增益放大器406初始级中的衰减器ATT1可提供小了9dB的衰减量。因此，为获得所希望的总增益所必需的在最后一级中减小增益是可能的。因此，对于本实施例，可以实现比使用可变增益差分放大器104的第三实施例更好的低噪音特性。
这样，使用本实施例，提供具有良好输出功率控制功能，而且不会导致其失真特性和噪音特性明显恶化的极性环发射机也是可能的。
如上，尽管已描述了本发明的一些优选实施例，但本发明的范围并不局限于这些优选实施例中所描述的这样的配置，显然，在不背离本发明的构思或范围的情况下，可以在设计方面进行修改和变更。
本发明可以提供低振幅失真、低噪音、并具有大可变范围的可变增益放大器。因此，本发明可以提供一种线性发射机，例如极性环发射机，并具有一个具有良好输出功率控制功能的针对振幅分量的负反馈回路。
在以上的说明中，已参照本发明的具体的实施例对本发明进行了描述。然而，显然可以在不背离本发明的较宽的构思与范围的情况下，对本发明进行各种修改和变更。因此，应将本说明及附图视为说明性的，而不是限制性的。