接收机、发射机、传输系统和传输方法
技术领域
本发明涉及基于块传输方案的接收机、发射机、传输系统和传输方法，其中以块到块为基础执行均衡处理。更具体而言，本发明涉及一种用于减少在块传输方案中由于振幅瞬时增加的噪声——例如城市噪声——所造成的影响的技术。
背景技术
在块传输方案中，将分别包含多个符号的信号块发射到接收端，然后该接收端对每个信号块执行诸如均衡和解调之类的处理。
块传输方案的实例可以包括OFDM(正交频分复用)方案，SC-CP(具有循环前缀的单载波块传输)方案，其中循环前缀应用于单载波调制方案，以及诸如此类。
SC-CP方案在配置上类似于OFDM方案：用具有插入其中的循环前缀的保护间隔来执行传输，然后接收端执行离散频域均衡。
此处，术语“均衡”指的是将信号信道所引起的影响从接收信号中去除的处理。SC-CP方案采用在离散频域中的均衡器。该均衡器实现均衡如下。即，在去除CP之后，均衡器对接收信号的矢量执行离散傅里叶变换，在变换域中每个频率分量都乘以权重，并且执行逆离散傅里叶变换，以使得将信号转换回时域中的信号。
例如在Kazunori Hayashi的＂Fundamentals of Modulation/Demodulation and Equalization Technologies(调制/解调和均衡技术原理)＂，Proc.MWE 2004，pp.523-532，2004中描述了这类均衡器。
发明内容
考虑到针对振幅相对小于接收信号并且分布在整个信号中的高斯白噪声的对策，已经开发了常规的传输方案。
然而，瞬时功率大于接收信号的脉冲噪声(诸如城市噪声)(参见图18)与高斯白噪声模型的特性不同。因此，在很多情况下，由于存在诸如城市噪声之类噪声，常规的传输方案不能成功地执行解调。
此外，城市噪声局部存在于时域内的块中，并且振幅很大。结果，负面影响被施加到频域均衡处理中的整个频段，造成均衡处理的失败。
如上所述，瞬时功率大于接收信号的噪声(诸如脉冲城市噪声)成为不可能接收任何信号或使传输误差率劣化的重要因素。
然而，在常规的块传输方案中，无法取消瞬时功率大于接收信号的噪声(下文也称为“局部噪声”)。
为了解决上述问题，本发明的目的是提供一种用于减少由于瞬时功率大于接收信号的噪声造成的影响的新技术。
本发明提供了用于块传输方案的接收机，其中接收从发射端发射的信号块，并且对每个接收到的信号块执行均衡处理。该接收机包括：局部噪声检测单元，其检测局部存在于接收到的信号块中并且振幅大于信号的局部噪声；局部噪声消除单元，其产生消除局部噪声的接收信号块，由此接收信号块中存在局部噪声的范围内的信号与局部噪声一起被消除；以及均衡器，其基于该消除局部噪声的接收信号块执行均衡处理。
根据本发明，接收机消除接收信号块中存在的局部噪声。然后，在消除局部噪声之后，接收机基于接收信号块执行均衡处理。因此，可以减少均衡处理中施加到宽频率范围上的局部噪声的负面影响。
优选地，局部噪声检测装置将接收信号块的信号振幅超过预定阈值的范围检测为局部噪声。
同样优选地，局部噪声检测装置至少检测接收信号块中的局部噪声的位置和噪声宽度。
优选地，当将消除局部噪声的接收信号块定义为r’时，均衡器基于下列表达式执行均衡处理：
s ^ = D H ΓD r , ]]>
其中D表示离散傅里叶变换矩阵，并由下列表达式表示：
![]()
DHD＝IM(IM：M×M的单位矩阵)，并且
M：块长度
Γ表示将{γ0，...，γM-1}作为对角分量的对角矩阵，并由下列表达式表示：
γ m = ( 1 - P M ) λ m * ( 1 - P M ) 2 | λ m | 2 + 1 M 2 Σ n = 0 , n ≠ m M - 1 | λ n | 2 1 - cos 2 π M ( m - n ) P 1 - cos 2 π M ( m - n ) + ( 1 - P M ) σ s 2 σ n 2 ]]>
m＝0，…，M-1
![]()
r’的噪声分量的方差
![]()
r’的信号分量的方差
P：局部噪声宽度
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λm的复共轭
Λ＝{λ0，…，λM-1}：信道脉冲响应h＝{h0，h1，…，hL}的离散傅里叶变换
优选地，接收机还包括：消除信号副本产生单元，其基于该消除局部噪声的接收信号块产生消除的信号副本，该消除的信号副本表示在产生消除局部噪声的接收信号块时与局部噪声一起被消除的信号分量；以及均衡器，其对对应于消除接收信号块的添加消除信号的接收信号块执行均衡处理，消除信号副本被添加到该消除接收信号块。
此处，接收机对通过将消除信号副本添加到消除接收信号块上获得的添加消除信号的接收信号块执行均衡处理，该消除信号副本表示在产生消除局部噪声的接收信号块时与局部噪声一起被消除的信号分量。所以，可以减少执行局部噪声消除处理时所造成的负面影响。
优选地，接收机还包括：发射信号块临时估计单元，其基于消除局部噪声的接收信号块，临时估计从发射端发射的发射信号块；以及消除信号副本产生单元，其基于该临时估计的发射信号块，产生消除信号副本。
优选地，基于由下列表达式定义的消除发射信号，该消除信号副本产生单元产生消除信号副本。在计算该消除信号副本的情况下，实际上需要的信号是由下列表达式定义的消除发射信号。因此，通过使用该信号可以有效进行该计算。
消除的发射信号 s sub = [ s i - L , · · · , s i + P - 1 ] T , L ≤ i ≤ M - P [ s M - L + i , · · · , s M - 1 , s 0 , · · · , s i + P - 1 ] T , 0 ≤ i ≤ L - 1 ]]>
其中
发射信号块：s(n)＝[s0，…，sM-1]T
i：局部噪声的开始位置
P：局部噪声宽度
M：块长度
L：信道的阶数
优选地，该消除信号副本产生单元计算通过将临时估计发射信号块中除了消除发射信号之外的分量从消除局部噪声的接收信号块中去除而获得的消除接收信号；基于该消除接收信号，重建消除发射信号；并且基于该重建的消除发射信号产生消除信号副本。
在临时估计发射信号块中的消除发射信号的功率很小并且相对不可靠。因此，接收机计算通过将临时估计发射信号块中除了消除发射信号之外的分量(相对可靠的分量)从消除局部噪声的接收信号块中去除而获得的消除接收信号。然后，接收机基于该消除接收信号重建消除发射信号，使得准确性提高。
优选地，当将添加消除信号的接收信号块定义为r＂时，均衡器基于下列表达式执行均衡处理：
s ^ = D H ΓDr ′ ′ , ]]>以及
γ m = λ m * | λ m | 2 + ( 1 - P M ) σ n 2 σ s 2 , ]]>m＝0，…，M-1
![]()
发射信号的方差
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接收机热噪声的方差
P：局部噪声宽度
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λm的复共轭
Λ＝{λ0，…，λM-1}：信道脉冲响应h＝{h0，h1，…，hL}的离散傅里叶变换
优选地，将接收机配置成向发射机发射关于局部噪声的噪声宽度和/或信号信道的传递函数的阶数的信息。发射机可以从接收机接收关于局部噪声的噪声宽度和/或信号信道的传递函数的阶数的信息。因此，发射机可以将合适的延迟量提供给发射信号。
本发明提供向接收机发射信号块的发射机，其中接收机将局部噪声从接收信号块中去除，以执行均衡处理。发射机包括延迟产生单元，其产生用于要发射信号块的延迟信号，以便接收机所识别的信号信道的传递函数的阶数大于实际信道的传递函数的阶数。
当发射机产生用于要发射的信号块的延迟信号，以便接收机所识别的信号信道的传递函数的阶数大于实际信道的传递函数的阶数时，接收机可以重建在局部噪声消除处理中被消除的信号分量。
优选地，将延迟产生单元配置成包括在不同位置发射所发射的信号块的多个天线，以便接收机所识别的信号信道的传递函数的阶数变大。
此外，可以将延迟产生单元配置成将具有延迟的延迟发射信号块与发射信号块组合，并发射所组合的信号块，以便由接收机识别的信号信道的传递函数的阶数变大。
进一步优选地，当将延迟产生单元产生的延迟定义为D、实际信道的传递函数的阶数定义为L并且局部噪声的噪声宽度定义为P时，延迟产生单元产生的延迟D满足关系P≤D+L。
还优选地，能够从接收机接收关于包含在接收信号块中的局部噪声的噪声宽度和/或信号信道的传递函数的阶数的信息的发射机包括延迟产生单元，该延迟产生单元对要发射的信号块产生延迟信号，以便接收机检测的信号信道的传递函数的阶数大于实际信道的传递函数的阶数。此处，延迟产生单元产生延迟信号，该延迟信号表示对应于关于从接收机发射的局部噪声宽度和/或传递函数阶数的信息的延迟量。
根据本发明的块传输系统是其中接收端接收从发射端发射的信号块以对每个接收到的信号块执行均衡处理的块传输系统。该块传输系统包括：局部噪声检测单元，其检测局部存在于接收到的信号块中并且振幅大于信号的局部噪声；局部噪声消除单元，其产生消除局部噪声的接收信号块，由此接收信号块中存在局部噪声的范围内的信号与局部噪声一起被消除；以及均衡器，其基于该消除局部噪声的接收信号块执行均衡处理。
根据本发明的块传输方法是用于均衡从发射端发射并由接收端接收的信号块的块传输方法。该块传输方法包括以下步骤：检测局部存在于接收信号块中并且振幅大于信号的局部噪声；产生消除局部噪声的接收信号块，由此接收信号块中存在的局部噪声的范围内的信号与局部噪声一起被消除；并且基于该消除局部噪声的接收信号块，执行均衡处理。
附图说明
图1示出SC-CP传输系统的基本配置。
图2示出SC-CP传输方案中的数据结构。
图3示出根据第一实施例的传输系统的配置。
图4示出局部噪声检测原理。
图5示出在消除局部噪声之前和之后的接收信号块。
图6示出均衡器的框图。
图7示出根据第二实施例的传输系统的配置。
图8示出根据第三实施例的消除信号副本产生单元的框图。
图9示出消除局部噪声的接收信号块和消除信号副本的特性。
图10示出关系表达式A的证明。
图11示出修改表达式B和修改表达式C是由关系表达式A导出的。
图12示出根据第四实施例的传输系统的配置。
图13示出即使当信号进行局部噪声消除处理时，仍然重建信号的原理。
图14示出根据第五实施例的传输系统的发射机。
图15示出根据第五实施例的传输系统的配置。
图16示出一个实例中的BER特性(P＝1)的曲线图。
图17示出一个实例中的BER特性(P＝6)的曲线图。
图18示出局部噪声。
具体实施方式
下文将参照附图描述本发明的优选实施例。
为便于理解，首先将描述SC-CP方案中的传输系统的基本配置，该SC-CP方案是块传输方案的一个实例。下文将描述应用本发明的SC-CP方案中的传输系统。
SC-CP方案传输系统的基本配置
图1示出SC-CP方案传输系统的基本配置。该传输系统包括发射机10和接收机20，并且从发射机10发射的信号由接收机20经信道30接收。
图2示出上述传输系统中的发射数据格式(帧结构)。如图2所示，将多个数据块和添加其上的前同步信号(preamble)块的组合称为帧。数据块(下文也简称为“块”)包括由多个复基带信号(M个符号)和添加其上循环前缀(K个符号)所组成的块主体。应当注意到在以下描述中该循环前缀也简称为“CP”。此外，术语“符号”通常指的是分配多个位的一个符号。替代地，此处描述的符号可以是只分配一个位的一个符号。
前同步信号块(下文也简称为“前同步信号”)指的是添加到帧的前端的已知信号。该前同步信号用于估计单载波块传输中的频率传递函数。另外，该前同步用于使接收机中的时钟或频率同步。
该前同步信号的实例包括PN(伪随机噪声)信号序列，线性调频信号(chirp signal)以及诸如此类。此处，在Mitsuo Yokoyama的＂SpreadSpectrum Communication System＂，Kagaku Gijutsu Shuppan，Inc.，p.393，.6.3PN Sequence中描述了PN信号的详情。
线性调频信号是“频率线性增加的正弦波”，并且在J.Cioffi和J.A.C.Bingham的＂A Data-Driven Multitone Echo Canceller＂，IEEETransactions on Communications，Vol.42，No.10，pp.2853-2869，1994B中描述了产生线性调频信号的方法。线性调频信号具有能够使时间轴的振幅和频率轴的振幅同时恒定的优点。
导频(pilot)信号是嵌入数据块中的已知信号。导频信号用于估计单载波块传输方案中的频率传递函数。另外，导频信号用于使接收机中的时钟或频率同步。例如，图3中示出在K.Hayashi和S.Hara的＂ANew Spatio-Temporal Equalization Method Based on Estimated ChannelResponse＂，IEEE Transactions on Vehicular Technology，Vol 50，No.5，pp.1250-1259，2001中的使用在数据信道中抑制的PN序列的实例。
CP对应于在块主体中最后K(K<M)个分量的副本，并且在不改变分量的顺序的情况下，将该副本传送到块主体的前端。将CP添加到发射信号块使得能够去除块间干扰，并且还能够改善频域均衡中的性能。
当在信号信道上产生的先前块的延迟信号与当前块的信号重叠时，就发生块间干扰(下文也简称为“IBI”)。
只要先前块的延迟信号保持在当前块的CP之中，添加CP就使得能够去除由于块间干扰引起的影响。在Kazunori Hayashi的＂Fundamentalsof Modulation/Demodulation and Equalization Technologies＂，Proc.MWE2004，pp.523-532，2004中描述了这点的详情。
下文将通过使用数学表达式描述发射机10的主要功能和接收机20的主要功能。首先，发射机10产生包括M个符号的发射数据的块(块主体产生处理)。表达式(1)表示块主体s(n)。在表达式(1)中，n表示赋予每个块的数。当将n定义为赋予当前块的数时，n-1表示赋予先前块的数。
s(n)＝[s0(n)，s1(n)，…，sM-1(n)]T (1)
接下来，发射机10将CP添加到由表达式(1)表示的块主体，以产生添加CP的块。表达式(2)表示CP添加处理。发射机10调制并且发射添加CP的块。
s(n)＝TCP s(n) (2)
在表达式(2)中，TCP表示的操作是，在不改变分量顺序的情况下，将块主体s(n)中的最后K个分量的副本传送到块主体s(n)的前端。具体而言，表达式(3)表示这种操作。
T CP = 0 K × ( M - K ) I K I M ]]>矩阵大小：(M+K)×M (3)
从发射机10发射的信号块由接收机20接收和解调，同时受到由于信号信道30引起的影响。
接收机20包括信道30的传递函数估计单元21，并且传递函数估计单元21基于前同步信号和导频信号估计信道30的传递函数(脉冲响应)h＝{h0，h1，...，hL}。基于对前同步信号和导频信号执行的傅里叶变换(FFT)的结果，执行传递函数的估计。将估计的传递函数提供给均衡器23，用于对接收信号块执行均衡处理。
应当注意，可以通过仅使用在帧前端内的前同步信号执行传递函数的估计。替代地，更新(校正)由与块组合的导频信号估计的传递函数，以便可以更加准确地估计时刻变化的信道的传递函数。
接收机20还包括信道30的阶数确定单元22，并且阶数确定单元22确定信道30的阶数L。如在传递函数估计单元21中一样，可以通过傅里叶变换(FFT)执行阶数L的确定。替代地，可以通过诸如AIC(AKAIEInformation Criterion)(AKAIE信息准则)或MDL(Minimum DescriptionLength)(最小描述长度)的阶数确定算法执行该确定。
在通过傅里叶变换执行阶数确定的情况下，基于傅里叶变换的结果，可以从在通过预定阈值去除除了信号之外的热噪声部分情况下的信号的最大延迟确定阶数。如上所述确定的阶数L被用于接收机20中的各种计算。
如上所述，当将信道(通信信道)的脉冲响应定义为h＝{h0，h1，...，hL}时，由表达式(4)表示接收机20中的接收信号块。
r ‾ ( n ) = [ r ‾ 0 ( n ) , · · · , r ‾ M + K - 1 ( n ) ] T ]]>
= H s ‾ ( n - 1 ) s ‾ ( n ) - - - ( 4 ) ]]>
此处，H可以由表达式(5)表示。
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矩阵大小：(M+K)×2(M+K) (5)
进一步地，当将H分成(M+K)×(M+K)的两个子矩阵H1(表达式(6))和H0(表达式(7))时，接收信号块由表达式(8)表示。
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![]()
r(n)＝RCPr(n)
＝RCPH1TCPs(n-1)+RCPH0TCPs(n)+RCPn(n)
矩阵大小：(M+K)×1(8)
在表达式(8)中，右侧的第一项是来自第(n-1)个发射信号块(先前块)的信号分量，并且表示块间干扰(IBI)分量。
接收机20执行从接收块中去除CP的处理。这样的处理由表达式(9)表示。
r(n)＝RCPr(n)
＝RCPH1TCPs(n-1)+RCPH0TCPs(n)+RCPn(n)
矩阵大小：M×1 (9)
在表达式(9)中，RCP表示去除CP的操作，并且该CP去除操作由表达式(10)表示。
RCP＝[OM×K IM]
矩阵大小：M×(M+K) (10)
关于CP长度K和信道的阶数L(实际上对应于信道的脉冲响应长度L)，此处如果确立了K≥L的关系，即如果CP长度K不小于信道的阶数L，那么不考虑发射信号块建立RCPH1＝0的关系。因此，去除CP之后的接收信号r(n)由下列表达式表示。
r(n)＝RCPH0s(n)+RCPn(n)
(11)
＝RCPH0TCPs(n)+RCPn(n)
因此，去除了块间干扰分量。
此处，下列表达式表示表达式(11)中的RCPH0TCP的展开。
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具有表达式(12)中结构的矩阵被称为循环矩阵(circulant matrix)，并且具有“使得通过DFT(离散傅里叶变换)矩阵能够进行酉相似变换”的特性。
通过使用循环矩阵的该特性，矩阵由下列表达式表示。
C＝DHΛD (13)
其中
Λ = λ 0 · · · λ M - 1 = D h 0 · · · h L 0 { ( M - L - 1 ) × 1 } - - - ( 14 ) ]]>
![]()
DHD＝IM IM：M×M的单位矩阵
当将表达式(11)右侧的第二项中的噪声分量定义为n(n)时，去除CP之后的接收信号r(n)由下列表达式表示。
r(n)＝DHΛ Ds(n)+n(n) (16)
均衡器23以下列方式执行频域均衡处理。即均衡器23对去除CP之后的接收信号块执行离散傅里叶变换、在变换域中将每个频率分量乘以一个权重并且执行离散傅里叶变换以将信号块转换回时域中的信号，由此实现了均衡。因此，如果存在对宽频带施加负面影响的类似突发(burst-like)的局部噪声，那么在频域均衡处理中将该负面影响施加到宽频带上。
此处，当将离散频域中的权重定义为{γ0，...，γM-1}并且将这样的权重作为对角分量的对角矩阵定义为G时，作为从均衡器的输出的信号由下列表达式表示。
s ^ ( n ) = ( D H ΓD ) D H ΛDs ( n ) - - - ( 17 ) ]]>
= D H ΓΛDs ( n ) ]]>
进一步地，在Kazunori Hayashi的＂Fundamentals ofModulation/Demodulation and Equalization Technologies＂，Proc.MWE2004，pp.523-532，2004中描述了基于ZF(迫零)准则的均衡器权重和基于MMSE(最小均方误差)准则的均衡器权重。
ZF均衡器权重
γ i = 1 λ i , i = 0 , · · · , M - 1 - - - ( 18 ) ]]>
MMSE均衡器权重
γ i = λ i * | λ i | 2 + σ n 2 / σ s 2 , i = 0 , · · · , M - 1 - - - ( 19 ) ]]>
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信号s(n)的方差
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噪声n(n)的方差
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λi的复共轭
此处，L＝{λ0，...，λM-1}表示来自表达式(14)的信道的脉冲响应的离散傅里叶变换。在Kazunori Hayashi的＂Fundamentals ofModulation/Demodulation and Equalization Technologies＂，Proc.MWE2004，pp.523～532，2004中也描述了这些权重的仿真实例。在单载波块传输方案中，MMSE准则的均衡器在特性上优于ZF准则的均衡器。
ZF准则的均衡器劣于MMSE准则的均衡器的主要因素在于噪声增强。噪声增强是一种“在特定频率的通信信道的响应λi取0值或接近0值的情况下，频率的权重不利地取相当大的值，从而导致噪声放大”的现象。
当均衡器23执行均衡处理时，接收机20可以以已减少的信道影响再生发射信号块。随后，信号确定单元24可以确定符号。由于噪声以及诸如此类的影响，表示单个符号的这些信号的相位和振幅互相不同；因此，信号确定单元24基于预定准则(阈值)确定该符号。
[第一实施例]
图3示出根据本发明第一实施例的块传输系统。应当注意，在第一实施例中没有特别描述的点类似于图1所示的传输系统中的那些点。
如图4所示，在一些情况下，受到城市噪声影响的信道30包含局部噪声(下文也称为“突发噪声”)，该局部噪声局部存在于接收信号块中并且振幅大于信号。
如图3所示，接收机20包括局部噪声检测单元25，其检测包含在接收信号块中的局部噪声。局部噪声检测单元25将信号振幅大于预定阈值的信号检测为局部噪声(突发噪声)。
接收机10还包括局部噪声消除单元27，其产生消除局部噪声的接收信号块，其对应于由此存在局部噪声的范围内的信号与局部噪声一起被消除的接收信号块。在以下描述中应当注意，为了简化描述，局部噪声仅出现在接收信号块中的一个部分上。然而实际上，局部噪声可以存在于接收信号块中的多个部分之中。
如图4所示，将检测局部噪声的阈值设置为具有大于接收信号块的正常信号振幅的信号振幅的值。更具体而言，阈值的信号振幅优选大于接收信号块的正常信号振幅不少于20dB到30dB。
局部噪声检测单元25检测接收信号块中的局部噪声的位置和噪声宽度。在本实施例中，将局部噪声的位置检测为噪声开始位置i，同时噪声宽度检测为宽度(时间宽度)P，在其中噪声从噪声开始位置i开始存在。
应当注意，规定局部噪声存在的范围的方法并不限于位置i和宽度P。例如，可以通过局部噪声的开始位置和结束位置规定局部噪声的范围。下面将描述在由位置i和宽度P规定局部噪声范围的情况下执行的处理。
图5(a)示出由局部噪声消除单元27消除局部噪声之前的块，而图5(b)示出由局部噪声消除单元27消除局部噪声之后的块。如图5(a)和5(b)所示，局部噪声消除单元27将检测到的局部噪声存在时间中的所有信号都设置为0。即，将接收信号块中局部噪声存在的范围中的符号(从位置i开始计数的P个符号)设置为0。
局部噪声消除处理消除了局部噪声存在的范围中的固有接收信号分量(数据信号)，但是使得在均衡处理中能够去除对宽频率范围施加负面影响的局部噪声。
进行局部噪声消除处理的接收信号块(消除局部噪声的接收信号块)r’由下列表达式表示。在图3中，去除CP之前的块要进行局部噪声的检测和局部噪声的消除。为了便于理解，下面将描述去除CP之后的块(块长度＝M)进行局部噪声消除的情况。
表示接收信号的表达式(8)未考虑局部噪声，现在考虑这样的局部噪声。因此，表达式(8)变为表达式(20)。即，用表达式(20)表示在进行局部噪声消除处理之前的接收信号块。
r(n)＝H1s(n-1)+H0s(n)+n(n)+v(n) (20)
＝H1TCP s(n-1)+H0TCPs(n)+n(n)+v(n)
其中
v(n)：局部噪声
在表达式(20)中，假定局部噪声是在连续P个复基带信号间隔期间具有大振幅的类似突发的噪声。
然后，进行去除CP和局部噪声消除处理的消除局部噪声的接收信号块r’等效于由表达式(9)和表达式(16)表示并进行局部噪声消除处理的去除CP的接收信号r(n)，并且因此由表达式(21)表示。
r’(n)＝Pi，Pr(n)
＝Pi，PCs(n)+Pi，Pn(n) (21)
此处，Pi，P由下列表达式表示。
![]()
矩阵大小：M×M (22)
在去除CP之后的M个信号中，通过局部噪声消除处理将从第i个信号开始计数的P个信号(符号)用0代替(参见图5(a)和5(b))。此处，表达式(22)中的diag表示对角矩阵。
即使当由均衡器23在频域中对如上所述获得的消除局部噪声的接收信号块进行均衡处理时，也消除了对宽频率范围施加负面影响的局部噪声；因此误码率可以变得有利。
此外，在正常信道30中发生传播延迟。由于存在这样的传播延迟的信号，所以通过局部噪声消除的固有数据信号(消除的信号)自然地被重建。在存在适当延迟信号的传输环境中，可以在接收机20中重建消除的信号，以便可以实现准确的传输。应当注意，下文将给出对这一点的详细描述。
优选地，均衡器23具有图6所示的结构，并且执行由表达式(23)表示的处理。
s ^ fde ( n ) = D H ΓD r , ( n ) - - - ( 23 ) ]]>
在表达式(23)中，D表示由表达式(15)表示的DFT矩阵。在将离散频域中均衡器23的权重定义为{γ0，...，γM-1}的情况下，Γ表示将该权重作为对角分量的对角矩阵。然后，均衡器23的权重{γ0，...，γM-1}可以由表达式(18)或表达式(19)表示。更希望权重{γ0，...，γM-1}由表达式(24)表示。
γ m = ( 1 - P M ) λ m * ( 1 - P M ) 2 | λ m | 2 + 1 M 2 Σ n = 0 , n ≠ m M - 1 | λ n | 2 1 - cos 2 π M ( m - n ) P 1 - cos 2 π M ( m - n ) + ( 1 - P M ) σ s 2 σ n 2 - - - ( 24 ) ]]>
m＝0，…，M-1
![]()
接收信号r’(n)的信号分量Pi，Pn(n)的方差
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接收信号r’(n)的信号分量Pi，PCs(n)的方差
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λm的复共轭
表达式(24)表示消除局部噪声的接收信号块的MMSE均衡器权重，其反映了在表达式(19)表示的MMSE均衡器权重中由于消除局部噪声造成的影响。
由于相比于由表达式(19)表示的常规MMSE均衡器权重，由表达式(24)所表示的均衡器权重更适合于消除局部噪声的接收信号块，所以相比于具有常规MMSE均衡器权重的均衡器，改善具有由表达式(24)表示的均衡器权重的均衡器23的特性。
[第二实施例]
图7示出根据第二实施例的传输系统。应当注意，在第二实施例中没有特别描述的点类似于图1所示的传输系统中的那些点以及根据第一实施例的传输系统的那些点。
类似于根据第一实施例的接收机20，根据第二实施例的接收机20基于消除局部噪声的接收信号块执行均衡处理。在第一实施例中，接收机20直接对消除局部噪声的接收信号块执行均衡处理。另一方面，在第二实施例中，接收机20对消除局部噪声的接收信号块执行附加处理，并且然后对消除局部噪声的接收信号块执行均衡处理。
具体而言，根据第二实施例的接收机20包括发射信号块临时估计单元28和消除信号副本产生单元29a。于是，发射信号块临时估计单元28和消除信号副本产生单元29a产生在局部噪声消除处理中从接收信号中消除的信号分量(消除的信号)的副本。然后，根据第二实施例的接收机20将该消除信号副本添加到由表达式(21)表示的消除局部噪声的接收信号块上，以产生添加消除信号的接收信号块。
相比于消除局部噪声的接收信号块，由于其上添加了消除信号的副本，所以可以有利地对添加消除信号的接收信号块进行均衡处理。此外，可以通过使用由表达式(18)或表达式(19)表示的常规均衡器权重代替由表达式(24)表示的需要复杂计算的均衡器权重，对添加消除信号的接收信号块进行均衡处理，从而简化(加速)了计算。
下文将基于数学表达式更详细地描述发射信号块临时估计单元28要执行的处理和消除信号副本产生单元29a要执行的处理。
首先，用表达式(25)表示消除局部噪声的接收信号块。应当注意，表达式(25)中的第一行等于表达式(21)中的第二行。
r’(n)＝Pi，PCs(n)+Pi，Pn(n)
(25)
＝Cs(n)-CISIs(n)+Pi，Pn(n)
其中
CISI＝C-Pi，PC (26)
此处，C表示由表达式(12)表示的循环矩阵。
通过与表达式(16)相比显而易见，由表达式(25)表示的添加CISIs(n)的消除局部噪声的接收信号块理论上等于由表达式(16)表示的没有受到局部噪声影响的接收信号块。即，可以认为CISIs(n)对应于在局部噪声消除处理中与局部噪声一起被消除的消除信号。
消除信号副本产生单元29a估计消除信号的副本。然后，接收机20将该消除信号副本添加到由表达式(25)表示的消除局部噪声的接收信号块r’(n)上，以产生添加消除信号的接收信号块r”(n)。
即，将添加消除信号的接收信号块r”(n)表示为表达式(27)中的第一行。添加消除信号的接收信号块几乎等于没有受到局部噪声影响(还参见表达式(16)和表达式(13))的接收信号块(参见表达式(27)中的第二行)。
r ′ ′ ( n ) = r , ( n ) + C ISI s ≈ ( n ) - - - ( 27 ) ]]>
≈ Cs ( n ) + n ( n ) ]]>
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发射信号块s(n)的估计值
添加消除信号的接收信号块变得几乎等于没有受到局部噪声影响的接收信号块；因此，可以通过具有由表达式(18)或表达式(19)表示的常规均衡器权重的均衡器23执行均衡处理。
消除信号副本产生单元29a可以通过使用由表达式(26)表示的CISI和发射信号块s(n)的估计值，产生消除信号副本。此处，可以基于传递函数估计单元21估计的传递函数，由表达式(26)计算出CISI。此外，通过发射信号块临时估计单元28计算发射信号块s(n)的估计值。
发射信号块临时估计单元28由表达式(28)计算发射信号块s(n)的估计值。
发射信号块 s ≈ ( n ) = s ‾ fde ( n ) = s ‾ 0 fde · · · s ‾ M - 1 fde ]]>
的估计值
= 〈 s ^ fde ( n ) 〉 = 〈 D H ΓD r , ( n ) 〉 - - - ( 28 ) ]]>
将由表达式(23)计算出的估计发射信号块(通过使用由表达式(24)表示的权重对消除局部噪声的接收信号块进行均衡处理)进行信号确定处理，以获得由表达式(28)表示的发射信号块s(n)的估计值。即，在第二实施例中的发射信号块临时估计单元28的功能相当于图3所示的接收机20中的均衡器23和信号确定单元24的功能。
应当注意，用于获得发射信号块s(n)的估计值的均衡器权重并不限于由表达式(24)表示的均衡器权重。例如，任何其他权重都可以用作均衡器权重。
如上所述，如同使用发射信号块估计值产生消除信号副本一样，根据第二实施例的接收机20使用根据第一实施例的接收机20的功能(图3所示的均衡器23和信号确定单元24)估计的发射信号块。
[第三实施例]
图8示出根据第三实施例的传输系统的接收机20中的发射信号块临时估计单元28和消除信号副本产生单元29b。应当注意，在第三实施例中没有特别描述的点类似于图1和图7所示的传输系统中的那些点以及根据第一和第二实施例的传输系统中的那些点。
根据第三实施例的接收机20具有消除信号副本产生单元29b，它是第二实施例中的消除信号副本产生单元29a的改进。除了消除信号副本产生单元29a之外的组成单元类似于图7所示的第二实施例中的组成单元。因此，如果有必要将参照图7描述第三实施例。
在描述第三实施例中的消除信号副本产生单元29b的特征之前，将描述由表达式(21)表示的消除局部噪声的信号接收块的特性以及由表达式(26)表示的消除信号副本的特性。
〔由表达式(21)表示的消除局部噪声信号接收块的特性〕
图9(a)示出表达式(21)。如图9(a)所示，在由表达式(12)定义的循环矩阵C中，显示矩阵Pi，PC的部分包括显示存在h的矩阵分量的范围的阴影部分以及矩阵分量是0的范围的白色部分。显示矩阵Pi，PC的部分还包括显示Pi，P中0的范围的水平带状白色部分。
从图9(a)显而易见，ssub引起部分中的绝大部分功率从消除局部噪声的接收信号块r’(n)的全部功率中消失并减少了。在下面的描述中，ssub称为消除发射信号。因此，即使当直接从消除局部噪声的接收信号块r’(n)计算出发射信号块s(n)的估计值并且然后，如表达式(28)所示，从估计值提取消除发射信号ssub时，仍然不能确保足够的准确性。
〔由表达式(26)表示的消除信号副本的特性〕
图9(b)示出表达式(26)。如图9(b)所示，显示矩阵CISI的部分是通过从由表达式(12)定义的循环矩阵C中减去图9(a)所示的矩阵Pi，P而获得的，并且包括存在h的阴影部分。
从图9(b)显而易见，为了产生消除信号副本，没有使用对整个发射信号块的估计值，而是令人满意地使用了靠近在局部噪声消除处理中消除的符号的值(消除发射信号)的估计值(重建值)。使用这个值使得能够加速计算。应当注意，通过将传递函数的阶数L加到局部噪声长度P获得了消除发射信号的符号数量。
表达式(29)和表达式(30)是通过使用图9(b)所示的消除信号副本的特性产生消除信号副本的算术表达式。为了获得消除信号副本，表达式(29)使用对应于发射信号块的部分估计值的消除发射信号的重建值(表达式(30))。
应当注意，在某些情况下，关于局部噪声的位置i，表达式(29)到(33)相互不同；因此，这些表达式根据位置i分别表示。然而，表达式(29)到(33)的基本概念相同而与位置i无关。
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由表达式(30a)和(30b)计算消除发射信号。消除发射信号的重建值
s ≈ sub ( n ) = 〈 ( E H E ) - 1 E H r ‾ , sub ( n ) 〉 - - - ( 30 a ) ]]>
= [ s ≈ i - L , · · · , s ≈ i + P - 1 ] T , L ≤ i ≤ M - P [ s ≈ M - L + i , · · · , s ≈ M - 1 , s ≈ 0 , · · · , s ≈ i + P - 1 ] T , 0 ≤ i ≤ L - 1 - - - ( 30 b ) ]]>
其中，在表达式(30a)中
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矩阵大小：2L×(L+P) (31)
消除接收信号的子矩阵
r ‾ , sub ( n ) = [ r ‾ i - L , , · · · , r ‾ i - 1 , , r ‾ i + P , , · · · , r ‾ i + P + L - 1 , ] T , L ≤ i ≤ M - L - P [ r ‾ M - L + 1 , , · · · , r ‾ M - 1 , , r ‾ 0 , , · · · , r ‾ i - 1 , , r ‾ i + P , , · · · , r ‾ i + P + L - 1 , ] T , 0 ≤ i ≤ L - 1 [ r ‾ i - L , , · · · , r ‾ i - 1 , , r ‾ i + P , , · · · , r ‾ M - 1 , , r ‾ 0 , , · · · , r ‾ i + P + L - M - 1 , ] T , M - L - P + 1 ≤ i ≤ M - P - - - ( 32 ) ]]>
消除接收信号
r ‾ , ( n ) = r ‾ 0 , · · · r ‾ M - 1 , ]]>
临时估计发射信号块中除了消除发射信号之外的分量
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消除局部噪声的接收信号块
下文将描述表达式(30)到(33)。
首先，将描述关系表达式A，该关系表达式A成为描述的前提。在图10中，关系表达式A左侧的第一项表示消除局部噪声的接收信号块的理论值(热噪声：0)。此外，关系表达式A左侧的第二项表示根据信道30的传递函数将影响C添加到除发射信号s的消除发射信号SSUB(参见图9(a))之外的分量。进一步地，将关系表达式A右侧定义的信号称为“消除接收信号”。该消除接收信号对应于在接收机20接收消除发射信号的情况下信号的理论值(热噪声：0)。
即，关系表达式A表示，通过从消除局部噪声的接收信号块中减去由信号信道引起的添加到除发射信号s的消除发射信号SSUB之外的分量的影响C，获得消除接收信号。
由关系表达式A，可以通过计算关系表达式A的左侧获得消除接收信号。关系表达式A的左侧包含从发射机10发射的发射信号。为了执行关系表达式A左侧的计算，优选地，接收机20使用由接收机20的发射信号块临时估计单元28临时估计的发射信号块估计值(表达式(28))。
此外，关系表达式A左侧的第一项中的Pi，PCs几乎等于实际接收的消除局部噪声的接收信号块(包含热噪声)r’(n)。
即，关系表达式A的左侧被表示为图11所示的修改表达式B，并且几乎等于消除接收信号(关系表达式A的右侧)。
上述表达式(33)表示对以上描述的总结。如上所述，可以通过计算表达式(33)提取消除接收信号。应当注意，通过图8中的消除接收信号提取单元29b-1执行表达式(33)的计算。
随后，基于从表达式(33)获得的消除接收信号，重建消除发射信号ssub。可以从表达式(30a)、(31)和(32)获得消除发射信号ssub的重建值。应当注意，通过接收机20的消除发射信号重建单元29b-2重建消除发射信号ssub(参见图8)。
表达式(30a)是基于图11中的修改表达式C，它是通过简化图11中的修改表达式B获得的。图11示出为了简化可以将修改表达式B变成修改表达式C的事实。在修改表达式C中，矩阵尺寸变小了，从而实现了高速计算。
应当注意，图11还示出通过简化Pi，PC获得的E(表达式(31))。
由于如表达式(30)中的消除接收信号子矩阵所要求的从表达式(33)获得的消除接收信号的信号关于局部噪声的位置i相互不同，所以表达式(32)根据位置i定义消除接收信号子矩阵。
在表达式(30b)中，执行了消除发射信号重建值的重新布置的处理，以便可以将从表达式(30a)获得的消除发射信号重建值应用于表达式(29)。由接收机20的消除发射信号重新布置单元29b-3执行该重新布置处理(参见图8)。
如上所述，接收机20从重新布置的消除发射信号的重建值和矩阵CISI产生消除信号副本(参见表达式(29)和图8)。
如图7所示，将产生的消除信号副本添加到消除局部噪声的接收信号块上，以便产生添加消除信号的接收信号块r”(n)。对添加消除信号的接收信号块r”(n)执行均衡处理的均衡器23通过使用由表达式(34)表示的权重执行均衡。
γ m = λ m * | λ m | 2 + ( 1 - P M ) σ n 2 σ s 2 , m = 0 , · · · , M - 1 - - - ( 34 ) ]]>
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发射信号的方差
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接收机热噪声的方差
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λm的复共轭
表达式(34)中的权重是适合添加消除信号的接收信号块r”(n)的系数，并且使得能够有利地进行均衡处理。应当注意，表达式(34)中的权重可以用于在第二实施例中对添加消除信号的接收信号块r”(n)执行均衡的均衡器23。
[第四实施例]
图12示出根据第四实施例的传输系统。在该传输系统中，发射机10通过多个天线10a和10b发射发射信号，以便由接收机20的阶数确定单元22确定的阶数变大。应当注意，在第四实施例中没有特别描述的点类似于图1所示的传输系统中的那些点以及根据第一到第三实施例的传输系统中的那些点。
根据图12所示的配置，从第一天线10a到接收机20的信道A1不同于从第二天线10b到接收机20的信道B1。因此，即使当从发射机10发射互相相等的发射信号时，在通过第一天线10a发射并由接收机20接收的第一接收信号和通过第二天线10b发射并由接收机20接收的第二接收信号之间也会发生传播延迟D。
即，天线10a和10b形成发射信号延迟产生单元。
除了信道30上发生的固有传播延迟L之外，天线10a和10b引起的传播延迟D是由提供的多个天线引起的人为传播延迟。即，由接收机20的阶数确定单元22检测的传播延迟(阶数)L1是(D+L)。
即使当根据第一到第三实施例中的各个实施例，在由接收机20执行的局部噪声消除处理中将信号与局部噪声一起消除时，也可以通过由接收机20执行的处理序列重建该信号。此处，将描述其原因。如图13(a)所示，首先，即使当发射机10仅有一个天线10a时，接收机接收通过在信道中信号的反射操作以及诸如此类穿过信道A和B的传播延迟互不相同的信号。
如图13(b)所示，由于两个信号之间的传播延迟L，导致有时间差。因此，在存在局部噪声的情况下，将第五个符号和第六个符号从穿过信道A的信号中消除，而将第三个符号和第四个符号从穿过信道B的信号中消除。
在根据本发明的接收机20中，通过穿过信道A的信号重建第三个和第四个符号，而通过穿过信道B的信号重建第五个和第六个符号。
因此，期望在信道上发生的传播延迟L大于局部噪声的时间宽度P(P≤L)。
如图12所示，当在不同位置提供多个天线10a和10b以便多次发射发射信号时，将通过在不同位置提供天线引起的传播延迟D添加到在信道上发生的固有传播延迟L。因此，在接收机20中的延迟量(传递函数的阶数)具有值D+L。因此，即使当建立关系P>L时，也可以基于天线10a和10b的位置，通过适当调整延迟量建立关系P≤D+L，从而适当重建信号。
为了避免块间干扰的影响，优选地，值D+L小于CP的长度K。即，优选将天线10a和10b的位置设置成建立关系P≤D+L<K。
[第五实施例]
图14和15示出根据第五实施例的传输系统。应当注意，在第五实施例中没有特别描述的点类似于图1所示的传输系统中的那些点以及根据第一到第四实施例的传输系统中的那些点。
图14中所示的发射机10包括延迟产生单元11，其产生待与发射信号块组合的延迟发射信号块。发射机10将延迟发射信号块与发射信号块组合在一起，并然后向接收机发射该组合。
结果，将由延迟产生单元11引起的传播延迟D添加到在信道上发生的固有传播延迟L。因此，在接收机20中的延迟量(传递函数的阶数)具有值D+L。因此，即使当建立关系P>L时，也可以通过适当地调整延迟量D建立关系P≤D+L，从而适当重建信号。
在第五实施例中，为了避免块间干扰的影响，优选地，值D+L小于CP的长度K。即，优选将天线10a和10b的位置设置成建立关系P≤D+L<K。
延迟产生单元11中的延迟量D的值可以是固定的或是可变的。当根据信道30的情况适当改变延迟量时，关系P≤D+L满足确定性，以便可以重建信号。
图15示出从接收机20获得用于确定由延迟产生单元11产生的延迟D的信息的配置。为了设置合适的延迟D，优选地，需要信道阶数L、局部噪声宽度P和(如果有必要)CP长度(保护间隔长度)K。具体而言，K为发射机10所熟知，而L和P由接收机20的阶数确定单元22和局部噪声检测单元25分别检测。
图15所示，接收机20向发射机10发射阶数L和局部噪声宽度P。接收机10的延迟产生单元11产生满足关系P≤D+L或关系P≤D+L<K的延迟发射信号块，并且然后将产生的延迟发射信号块与发射信号组合。
应当注意，相对于延迟D，将要从接收机20发射到发射机10的信息可以是阶数L和局部噪声宽度P中的一个。例如，在信道阶数变化不太大的环境中或预先确定阶数的最大值的环境中使用传输系统的情况下，可以在发射机10中预置阶数L。此外，在预先确定局部噪声宽度P的最大值的环境中使用传输系统的情况下，可以在发射机10中预置局部噪声宽度P。
另外，不必向发射机10发射阶数L和局部噪声宽度P本身。例如，可以向发射机10发射间接表示阶数L和局部噪声宽度P的信息，例如值P-L(需要的最小延迟D)。
实例
根据本发明的实例的仿真结果描述如下。图16和17示出在10通道频率选择性瑞利衰落信道中的BER(误码率)特性。在图16和17中，纵坐标表示BER，并且横坐标表示每比特的功率/白噪声电功率密度(Eb/N0)。此外，图16示出局部噪声宽度P是1的情况，而图17示出局部噪声宽度P是6的情况。
系统参数列出如下。
调制/解调制：QPSK
块长度M＝64
CP长度K＝16
信道的阶数L＝16
信道模型：10通道频率选择性瑞利衰落信道
〔实例1〕
在图3所示的传输系统(第一实施例)中，使用了具有由表达式(19)表示的权重的均衡器23。
〔实例2〕
在图3所示的传输系统(第一实施例)中，使用了具有由表达式(24)表示的权重的均衡器23。
〔实例3〕
此处要使用的传输系统类似于图7和8所示的传输系统(第三实施例)。
在在不具有根据本发明的局部噪声消除功能的接收机中存在诸如城市噪声的局部噪声的情况下，这样的接收机受到使通信变得不可能的程度的影响。然而，实例1到3中的每个的传输系统都具有一定程度的误码率，但是表现良好的性能。
此外，就BER性能而言，实例2优于采用常规权重的实例1。进一步地，对添加消除信号的接收信号块执行均衡的实例3表现更好的BER性能。
本发明不限于以上实施例，并且在本发明的目的之内可以进行各种修改。例如，本发明不仅可以应用于无线通信，而且可以应用于诸如超声波通信之类的其他通信。