高压电源.pdf

本发明涉及控制高压电源，尤其是涉及控制来自低压电源的高压功率同时减小自激振荡回馈转换器的绕组中的不希望的自激谐振。

1.  一种高压电源，包括：
回扫变压器，该回扫变压器具有初级绕组和反馈绕组，所述初级绕组具有适于连接到电源的第一端；
连接在所述初级绕组的第二端和地之间的开关装置，所述开关装置具有连接到所述反馈绕组的第一端的控制端口；以及
连接在所述开关装置控制端口和地之间的补偿电容器。

2.  根据权利要求1所述的电源，其中所述回扫变压器包括次级绕组，所述次级绕组的匝数多于所述初级绕组的匝数，从而在所述次级绕组两端感应出的输出电压大于施加到所述初级绕组的电压。

3.  根据权利要求3所述的电源，其中在所述回扫变压器次级绕组两端连接Cockcroft-Walton倍压器电路。

4.  根据权利要求3所述的电源，其中所述开关装置是晶体管。

5.  一种高压电源，包括：
回扫变压器，该回扫变压器具有初级绕组和反馈绕组，所述初级绕组具有适于连接到电源的第一端，所述回扫变压器还具有次级绕组，所述次级绕组的匝数多于所述初级绕组的匝数，从而在所述次级绕组两端感应出的输出电压大于施加到所述初级绕组的电压；
连接到所述初级绕组的第二端的第一开关装置，所述第一开关装置具有连接到所述反馈绕组的第一端的控制端口；
连接在所述第一开关装置和地之间的第二开关装置，所述第二开关装置用于中断至所述第一开关装置的电流，以调节所述输出电压；以及
连接在所述第一开关装置控制端口和所述第二开关装置之间的补偿电容器。

6.  根据权利要求5所述的电源，还包括反馈电压的反馈，所述反馈电压与至电压调节装置的所述输出电压成比例，所述电压调节装置连接到所述第二电子开关，并且用于选择性地使所述第二开关装置中断至所述第一开关装置的电流。

7.  根据权利要求6所述的电源，其中所述第一电子开关是晶体管，所述第二电子开关是场效应晶体管。

8.  根据权利要求7所述的电源，其中所述电压调节装置包括微控制器，该微控制器用于调节所述输出电压，以便保持目标电压。

9.  根据权利要求8所述的电源，其中所述微控制器还用于设定所述目标电压。

10.  根据权利要求8所述的电源，其中所述微控制器用于产生脉宽调制电压，该脉宽调制电压的占空比是所述反馈电压的函数，所述微控制器用于将所述脉宽调制电压施加到所述场效应晶体管的栅极端，以调节所述输出电压。

11.  根据权利要求10所述的电源，其中所述微控制器还监测该输入电压，并且用于改变所述脉宽调制电压的所述占空比，以补偿输入电压的变化。

12.  根据权利要求7所述的电源，其中所述电压调节装置包括比较器，该比较器用于比较所述反馈电压和参考电压。

13.  根据权利要求12所述的电源，其中所述比较器包括运算放大器。

14.  根据权利要求4所述的电源，还包括连接在所述初级绕组的所述第一端和电源之间的电压调节装置。

15.  根据权利要求4所述的电源，其中所述补偿电容器的值被选择，以优化电源的效率。

16.  根据权利要求4所述的电源，其中所述补偿电容器的值被选择，以最小化由该电源产生的任何电磁干扰。

17.  一种用于运行高压电源的方法，包括以下步骤：
(a)设置回扫变压器，该回扫变压器具有初级绕组和反馈绕组，该初级绕组具有连接到电源的第一端，所述回扫变压器还具有次级绕组，所述次级绕组的匝数多于所述初级绕组的匝数；
设置连接在所述初级绕组的第二端和地之间的开关装置，所述开关装置具有连接到所述反馈绕组的第一端的控制端口；以及
设置连接在所述开关装置控制端口和地之间的补偿电容器；
(b)将电压施加到该开关装置，以使该开关装置导通电流；
(c)以该电流在次级绕组和反馈绕组中感应出电压，反馈绕组电压；并且
(d)将该反馈绕组中感应的电压施加到该开关装置，以使该开关装置停止导通该电流；
(e)让次级绕组和反馈绕组中的感应电压骤降，从而该开关装置开始再次导通电流。

18.  根据权利要求17所述的方法，其中该次级绕组电压的一部分反馈到用于调节该电源的电压调节装置，以便对于多种负载将输出电压维持在一个电压范围内。

高压电源
发明背景
本发明大体涉及控制高压电源，尤其是涉及一致地控制来自低压电源的高压功率。
高压电源电压(HVPS)通常提供低效且不经济的、不一致的输出电压。当HVPS由例如电池的电源供电时尤其如此，其中例如电池的电源的性能随时间会降低。因此希望获得低成本且高效的、一致的(consistent)高输出电压。对于商业应用场合，尤其是电动水力材料喷射的应用场合，尤其希望有低成本、高效、一致且紧凑的高电压部件。
发明概要
本发明涉及来自低压电源的高压功率的一致控制。
本发明提供一种高压电源(HVPS)，其包括回扫变压器(flybacktransformer)，该回扫变压器具有初级绕组和反馈绕组，初级绕组具有适于连接到电源的第一端。HVPS还包括连接在初级绕组的第二端和接地端之间的开关装置，该开关装置具有连接到反馈绕组的第一端的控制端口。HVPS还包括连接在开关装置控制端口和地之间的补偿电容器。
本发明还提供上述HVPS的另一个实施例，包括如果输出负载或输入电压变化则调节电源以便将输出电压保持在电压范围内。该另一实施例包括第一和第二开关装置。第一开关装置连接到初级绕组的第二端，如上所述，而第二开关装置连接在第一开关装置和地之间。第二开关装置用于中断流到所述第一开关装置的电流，以调节输出电压。该实施例还包括电压反馈，所述电压和输出到电压调节装置的输出电压成比例。该电压调节装置连接到第二开关装置，并且用于选择性地促使第二开关装置中断流到所述第一开关装置的电流，以调节电源的运行。
本发明的另一个实施例假设负载变化小或者对于输出电压而言无关紧要，但是对于输入电压的变化是被预计到的，如在使用电池电源时发生的。该实施例包括从电源本身至电压调节装置的反馈。该电压调节装置连接到第二开关装置，并且用于选择性促使第二开关装置中断流到所述第一开关装置的电流，从而有效调节施加到HVPS的电源电压。
本发明还提供一种上述电源的运行方法，其中施加直流电压至开关装置，然后开关装置开始导通，引发电路的自激振荡。该自激振荡包括回扫变压器次级绕组中的输出电压。
参照附图，通过下面对优选实施例的详细说明，本领域技术人员将可以清楚理解本发明的多个目的和优点。
附图的简短说明
图1是根据本发明的高压电源的电路图。
图2是图1所示的电源的可选实施例的电路图，其中示出用于整流和增大输出电压的Cockcroft-Walton倍压器。
图3是图1所示的电源的另一个可选实施例的电路图，其中示出采用运算放大器来调节输出电压。
图4是图1所示的电源的另一个可选实施例的电路图，其中示出微控制器，该微控制器用于接收和分析来自高压输出的反馈信号并相应地调节电源的运行，以保持输出电压。
图5是图1所示的电源的另一个可选实施例的电路图，其中示出输入电压的调节。
图6是图1所示的电源的另一个可选实施例的电路图，其中也示出输入电压的调节。
图7是图1所示的电源的另一个可选实施例的电路图，其中也示出输入电压的调节。
图8是图4所示的电路的斜视图。
图9是图1和2所示的电路的集电极和基极电压的示波器屏幕截图。
图10是去除了补偿电容器的、图1和2所示的电路的集电极和基极电压的示波器屏幕截图。
图11是图1和2所示的电路结构的集电极电流和输出电压的曲线图，它们和补偿电容成函数关系。
图12是图2所示的电路内的电压的示波器屏幕截图。
图13是去除了补偿电容器的、图2所示的电路内的电压的示波器屏幕截图。
优选实施例的详细描述
现在参照附图，如图1所示，示出根据本发明的高压电源(HVPS)10的电路图。HVPS 10包括回扫变压器12，它具有初级绕组14和次级绕组16，其中次级绕组的匝数比初级绕组多。该回扫变压器还包括反馈绕组18。所有三个绕组14、16和18都绕制在同一个铁心19上。HVPS10还包括开关晶体管Q1，它的集电极端连接到初级绕组14的一端，而发射极端连接到地。开关晶体管Q1具有的基极端，该基极端经反馈绕组18连接到第一和第二反馈绕组偏压电阻器R1和R2的共用连接端。第一电阻器R1的非共用连接端连接到直流电源V_in，而第二电阻器R2的非共用连接端经调谐电容器C2连接到接地端。调谐电容器C2和偏压分压器中的电阻器R1和R2协作，以提供确定电路的振荡频率的时间常数。大滤波电容器C1跨经电路10的输入端连接在电源V_in和地之间。补偿电容器C20连接在开关晶体管Q1的基极端和发射极端之间，其目的将在下面说明。因为开关晶体管发射极端连接到地，所以补偿电容器C20也连接在反馈绕组18的一端和地之间。
现在要说明HVPS10的运行。当向电路供电时，偏压(bias)电阻器R1和R2促使开关晶体管Q1开始启动或导通，使得电流可以流过回扫晶体管初级绕组14。初级绕组14通过变压器铁心19关联到反馈绕组18。随着电流在初级绕组14中建立，在变压器铁心19中产生磁场，其导致对抗开关晶体管Q1在反馈绕组18内形成导通的电压。随着反馈绕组电压建立起来，开关晶体管Q1关断，促使流过初级绕组14的电流变为零。初级绕组电流降低使得初级绕组14产生的磁场骤降，从而在次级绕组16中感应出电压。因为次级绕组16比初级绕组14的匝数多，所以次级绕组两端的感应电压大于初级绕组14上的电压，其中该感应电压的量值由次级绕组和初级绕组的匝数比来确定。一旦开关晶体管Q1关断，或者停止导通，则反馈绕组18两端的感应电压也降为零，使得开关晶体管Q1可以再次导通，再次重复该循环。因此，图1所示的HVPS10是自激振荡电路或者自激振荡转换器。因为HVPS10是通过在导通和不导通状态之间切换开关晶体管Q1来进行运行的，所以该电路还可称为开关功率转换器。
在自激振荡电路比如HVPS10中，工作频率是电源负载、输入电压量值、初级绕组的电感、反馈绕组和初级绕组的匝数比、开关晶体管的增益和电容器C2的电容值的函数。对于自激振荡转换器，大约一半的周期用于将能量存储到变压器的磁场中，而在另一半周期中，能量释放到负载。特意地将典型的开关频率设置成大于人听觉的正常范围，也就是，大于20千赫兹，更具体而言，典型地为30-50千赫兹。通过设计，转换器具有最小工作频率，所述最小工作频率优化变压器的能量的输入输出并且最小化在开关过渡期间发生的晶体管损耗。
理想地，HVPS10的振荡频率由上述参数确定。然而，初级绕组14和反馈绕组18之间的电容性耦合、次级绕组16和反馈绕组18之间的磁性和电容性耦合、以及这些绕组本身中的电容，都可在电源工作当中具有大量谐振频率。与次级绕组16的电感耦合的、施加到次级绕组的高压输出电路中的电容可以产生谐振频率，这些谐振频率由反馈绕组反映到自激振荡电路中。在大多数情况下，仅仅那些由电路设计者建立的期望谐振频率将允许有效的转换电能。其他谐振可能导致绕组发热以及其他不希望发生的损耗。
为了减小能量浪费，补偿电容器C20用于滤去那些在反馈绕组18中通过不希望的谐振模式感应的电压信号。通过滤去这种反馈信号，HVPS10能够减小或者甚至完全防止开关晶体管Q1的误触发。开关晶体管Q1每次触发时，都会有更多的电流泵入初级绕组14，并且然后当次级绕组中磁场骤降(collapse)时更多的电流在次级绕组18中被感应。当发生误触发时，会发生两件不希望发生的事件。第一，更多的电流供给到初级绕组，使得不希望的反馈问题被延续，第二，每次误触发会在无用的电压尖脉冲中浪费能量。
设置在初级开关晶体管Q1的基极-发射极端两端的补偿电容器C20分流了开关晶体管周围的高频谐振信号，使得晶体管可以有效忽略这些脉冲。然而，当实际驱动信号施加到开关晶体管Q1的基极端时，晶体管能够如所期望地经其集电极-发射极节点导通电流。因此，补偿电容器C20滤去源自装置工作的、HVPS10的不希望的谐振高频。补偿电容器C20通常较小，通常为0.01μF至0.1μF之间，并且基于由设计者建立的谐振频率以及期望的输入输出性能而选择。本发明的优点在于，补偿电容器C20减小了电源本身内部的功率损耗，以及C20的最优值最大化了转换效率，同时还保持期望的高输出电压。
HVPS10的可选实施例在图2中在标记20处大体表示。HVPS20的和图1所示的部件类似的部件具有相同的附图标记。HVPS20包括如上所述并如图1所示的自激振荡电路；然而，传统的Cockcroft-Walton倍压器电路22已经连接在回扫变压器12的次级绕组18两端。倍压器电路22包括电容器和二极管的级联组。在工作期间，利用每组两个电容器和两个二极管将次级绕组16的输出上施加的电压增大一倍，对电容器进行级联充电。该输出则是各个电容器上的电压之和。二极管控制流过电容器的电流路径，以提供恒定的输出电压V_out，该输出电压的波动极少或没有。由于有五组电容器和二极管，所以施加到倍压器电路22的输入端的电压倍增五次，对于整个倍压器电路倍增成10倍。在根据本发明建立的一个HVPS电路中，四伏的输入电压V_IN产生2千伏的次级绕组电压，其然后再乘10倍，产生20千伏的输出电压V_OUT。
虽然图2所示的倍压器电路22包括十级，但是可以理解的是本发明还可采用比所示的十级更多或更少的级数，从而相应地增大或减小所产生的输出电压。倍压器电路22的最后一级连接到输出电阻器Rs，它作为对用户的保护限制输出电流。然而，输出电阻器是可选的，根据HVPS20的应用场合可以省略该部件。由电阻器R_L表示的负载连接在输出电阻器Rs和地之间。
图1和2所示的自激振荡HVPS10和20是未经调节的，即，输入电压的任何变化将导致输出电压V_OUT发生变化。相应地，本发明的另一个代替实施例在图3中在标记30处被示出，它包括通过控制输入电压V_IN来调节输出电压V_OUT。如前所述，在图3所示的、和前面的附图所示的部件类似的部件由相同的附图标记来表示。
HVPS30包括比较器电路32，它具有连接到电子开关的栅极的输出端，所述开关在图3中被示出为场效应晶体管(FET)33。FET33具有连接到地的源极端以及连接到开关晶体管Q1的发射极端的漏极端。比较器电路32包括运算放大器34，它的正输入端连接到齐纳二极管34的阳极。齐纳二极管34的阴极经电阻器连接到输入电压V_IN，而齐纳二极管的阳极连接到地。因此，齐纳二极管34将参考电压V_R供给到运算放大器，它由电路中所采用的特定齐纳二极管来确定。反馈线36将运算放大器32的负端连接到分压器38的中心抽头，其连接在所述倍压器电路多级中的一个与接地端之间。虽然分压器如图所示连接在标为(e)的接头上，但是可以理解的是，该分压器也可以连接到图3所示的其他任意接头上，也可连接到输出电压V_OUT。不管反馈分压器的位置如何，反馈电压V_F都和输出电压V_OUT成比例。因此，分压器38将反馈电压V_F供给到运算放大器32的负极端。
现在将说明经调节的HVPS 30的运行。该运算放大器将反馈电压V_F和参考电压V_R进行比较。如果反馈电压V_F小于参考电压V_R，则FET栅极端保持高电平，FET33处于其导通状态，并且使得电流流过自激振荡回馈电路的输入端，这又将促使HVPS 30产生输出电压。然而，如果反馈电压V_F增大，并且大于参考电压V_R，则FET栅极端被拉到地，FET33切换到其不导通状态，中断对HVPS 30的功率流。随着输入功率关断，该自激振荡电路停止工作，输出电压V_OUT开始减小，促使反馈电压V_F出现类似减小。一旦反馈电压V_F下降到参考电压V_R以下，则运算放大器电路的输出再次变成高电平，促使FET 33又切换回到其导通状态，对自激振荡电路供电。因此，HVPS 30利用开/关控制来相对于预定参考电压保持输出电压V_OUT。本发明还包括增加迟滞(hysteresis)到比较器电路32，以防止运算放大器输出追随参考电压，以及确保FET 33总是处于或者完全导通或者非导通状态。部分导通的FET 33会增大在该部分电路中的功率消耗，并且会造成整个HVPS 30的操作低效。此外，为FET开关33建立两个良好限定的工作状态确保了自激振荡回馈转换器也仅仅具有两个工作状态。
本发明的另一个可选实施例在图4中在标记40处表示，其中和前面的附图类似的部件又由相同的附图标记来表示。HVPS 40由微控制器42来调节，该微控制器可以是编程微处理器或应用特定的集成电路(ASIC)。如图4所示，反馈线36连接到微处理器42上的反馈电压端口，而FET33的栅极端连接到该微处理器上的控制端口。本发明提出微处理器42用于施加恒定频率脉宽调制(PWM)电压至FET33的栅极端。该PWM电压用于控制输入到HVPS40的有效输入电压。通过动态改变HVPS输入电压信号的接通时间和关断时间的比率，也就是PWM电压的占空比，来实现该控制。微处理器40可以被编程，以便调节输出电压V_OUT，使其维持在特定电压。因此，设置微处理器40可以设定输出电压，而不改变电路元件。经过微处理器42中包含的软件而添加迟滞作用，以防止在参考电压附近在非常小变化处进行高频切换。
代替地，微处理器42的运行可以采用固定的接通或关断时间，以及可以采用施加到FET33栅极端的PWM信号的可变频率。
本发明的前述实施例均通过检测输出电压和调节输入参数来维持恒定输出电压。如前所述，输出电压反馈的优点在于可以补偿负载变化以及电源电压。然而，如果期望的高压负载相当恒定，则电源仅需要补偿电源电压的变化，例如在电池电源中所预计到的。因此，本发明还可以包括其他实施例，其中假设电源本身的性能是公知的且恒定的；也就是，将特定电源电压(Vin)施加到自激振荡电路，以及变压器初级侧将产生特定的高压输出。在这些条件下，所供给的电压可以在传送到振荡器和变压器之前进行预先调节。
利用了输入电源的调节的本发明的可选实施例，在图5中在标记50处示出，其中和前述附图相同的部件采用相同的附图标记来表示。如图5所示，HVPS50包括电压调节器52，它插入在例如电池等的电源和高压电源之间。电压调节器52可以是传统的线性电压调节器或传统的开关式电压调节器。虽然开关式调节器比线性调节器效率更高，但是开关式调节器的成本和复杂性比线性调节器大。例如，当输入电压为4VDC时，图5至7所示的电路将产生25kVDC。
包括输入电压调节的本发明的另一实施例在图6中在标记60处被示出，其中和前述附图中所示部件相同的部件采用相同的附图标记来表示。HVPS60将预调节功能集成到高压电源的构造中。如图所示的微处理器42或其他控制器监测施加到振荡器和变压器初级绕组的电压，并且将这个值和前述设定点进行比较。通过调制FET33，有效的输入电压可以被调节到期望值，在这种情况下该期望值为4伏直流电压。如果是这种情况的话，本发明可以考虑增加输入电压监测线路，其如图6中的线路62所示。输入电压监测线路62将输入电压V_IN连接到微处理器42上的电压监测端口。利用一组新的电池，微处理器42将降低占空比，以相对于PWM的关断时间减少接通时间，从而向HVPS 60提供一致的电压输入。在电池电源和微处理器42内部的PWM发生器的能力内来设定用于调节的精确目标电压。施加到HVPS 62的输入电压被监测并用于动态调节HVPS输入电压的接通时间和关断时间的比率。随着电池老化和电池电压降低，微处理器42将自动增大PWM电压的接通时间、减少关断时间，以便为HVPS提供稳定的、一致的输入电压。因此，由微处理器42经PWM输出和FET33来调节Vin。
另一个实施例在图7中在附图标记70处表示，其中图6所示的微处理器42已经由比较器电路72替代，该比较器电路和图3所示的比较器电路或另一传统比较器电路类似。例如，当输入电压为4伏直流电压时，图5至7所示的电路将产生25千伏直流电压。
如上所述的HVPS40的另一种可能的结构在图8中示出，其中和图4的部件相同的部件采用相同的附图标记。如图8所示，回扫变压器12和微控制器42安装在初级电路板80上，该初级电路板还承载自激振荡电路的其他部件。Cockcroft-Walton倍压器电路22安装在次级电路板82上，它连接到初级电路板80。虽然次级电路板82如图所示大体垂直于初级电路板80，但是可以理解的是，本发明还可以采用电路板80和82之间的其他方位。在Cockcroft-Walton倍压器电路22上施加封装材料84，以绝缘和保护电路部件。图8所示的结构可以允许多种不同的Cockcroft-Walton倍压器电路连接到共同的振荡器电路，从而使得HVPS可以利用最少的所需部件来获得不同的输出电压。可以理解的是，图8所示的结构还可以用于图2所示的HVPS20、图3所示的HVPS30和图5至7所示的HVPS 50、60和70。
本发明提供了来自低压电源的恒定、低波动、非常高的输出电压。在本发明的一种应用中，需要利用恒定的高压电源来进行一致的电动水力喷射，它也被称为电场效应技术(electric field effect technology EFET)喷射。EFET喷射所需的高压输出可以从3千伏至30千伏，更具体而言从6千伏至25千伏。然而，本发明还可以实现于和应用于需要其他高压输出电平的应用场合，从不到1千伏至50千伏或以上。还可以考虑，由最大输出分别为3伏和6伏、最小输出分别为2伏和4伏的两个或四个AA电池来提供该输入电压。然而，如上所示的HVPS电路还可以采用其他的输入电压值和其他电压源以包括直流电源(未示出)。
示例
现在参照图2的电路HVPS20，发明人利用值为0.033μF的补偿电容器C20来测试该电路。晶体管Q1电压的示波器屏幕如图9所示，其中顶部迹线是在点(a)监测到的集电极信号，而底部迹线是在点(b)监测到的基极信号。然后移除补偿电容器C20，重复测试过程，结果在图10中示出。可以清楚看到，通过设置补偿电容器C20，在基极信号(b)和集电极信号(a)中，波动量显著减小。更重要的是，输入到转换器的输入电流从116毫安(mA)减小到99毫安，或者说减小14.66％，其中转换器的输入电压固定为4伏，而至固定阻抗的输出电压从24.4千伏(kV)减小到22.7千伏，或者说减小了6.97％。由于输入电压V_IN在两种情况中相同，所以输入电流减小表明抽拉功率减小，而输出电压V_OUT减小表明输出功率减小。然而，由于输入功率减小得更大，所以很明显，具有补偿电容器C20的HVPS 20比没有该补偿电容器的电源要明显更高效。
如果采用多于一个补偿电容器，则分流元件的值由期望的工作频率和电源的自振频率(SRF)决定。该分路需要在SRF具有相当低的阻抗，而不削弱整个电路所采用的自激振荡频率。该设计中采用的单个电容成本最低，但是必须在去除不希望的信号和通过正常工作所需的那些信号之间进行折中。通常，这两个频率至少是在数量级上相互差别很大的，因此可以采用简单滤波技术。利用更复杂的分流网络可以获得更大的性能，但是网络本身的成本会更大。
通过分析方法来确定特定值可能相当困难，因为某些临界参数很难测量。而且，确定过程会受设计者的期望结果的影响。例如，对于图1和2所示的电路结构，数据在图11中被收集并图示出。Y轴是标准化的Vout和Iin，而X轴为微法计量的电容。
图11示出分别在4伏和6伏的固定输入电压下标准化输出电压和输入电流之间的关系，它是补偿电容值的函数。虽然对于该电路结构在分路电容为0.03至0.1微法时供电电流显得最小，但是输出电压也减小。另一方面，如果另一个目标是保持输出电压尽实际可能得高，则这些数据表明补偿电容应当小于0.01微法。通过求得标准化输出电压和标准化输入电流的比率，在0.03至0.035微法之间获得最大值。由于标准电容值为0.033微法，则该值选定为产生最优性能。附图右侧的图表表示电压和电流曲线A、B、C和D。
对于可能用于本设计的其他变压器，曲线的量值可能会变化，但是基本原理都是一样的。利用本公开内容的教导，本领域技术人员可以容易地确定补偿电容器的合适数值。
如上所述，图9示出自激振荡电源的基极和集电极信号响应，其中补偿电容器C20处于适当的位置。根据图11和输入输出功率的计算，0.033微法的C20产生最大效率。然而，图9示出，电压尖峰出现在晶体管Q1迁跃出饱和状态以及变成低导通状态的时间点。这些高频尖峰可以是不希望的电磁干扰(EMI)源，它会干扰靠近电源的电路的运行，或者会辐射或传导到对EMI敏感的其他装置。主管机构例如联邦通信委员会(FCC)对于可由产品产生的、可接收的EMI量有一定限制。
图12和13分别示出，当补偿电容器C20进一步增加到0.068和0.10微法的数值时，对于电路性能的影响。随着电容器增大超过最佳效率的电容值，则噪音中的减小是显著的，同时电压尖峰的衰减出现在图9中晶体管Q1迁跃出饱和状态以及变成低导通状态的时间点。电压尖峰的任何进一步衰减在图13中是几乎看不出来的。这两种结构的输出电压为22.4千伏，以及4伏电源的输入电流在图12和13中分别为100和101毫安。因此，虽然HVPS的总体效率看似只受轻微影响，但是补偿电容器对由电源产生的噪音的影响相当大。
根据专利法的条款，已经在优选实施例中说明和阐述了本发明的工作原理和模式。然而，必须要指出，本发明可以通过除具体描述和说明的实施例之外的实施例来实现，而不会脱离本发明的精神或范围。因此，本发明还可以广泛应用于高压侧驱动器，其中开关晶体管设置在直流输入电源和变压器的初级绕组(未示出)之间，还可应用于场效应晶体管驱动器或开关装置。有效效应是，开关装置不会促进变压器的自激谐振，以及相关的功率损耗最小化。