隔离开关变换器的同步整流自激励驱动电路和方法 技术领域 本发明涉及开关变换器的同步整流技术， 具体地， 涉及用于隔离开关变换器的同 步整流自激励驱动电路和方法。
背景技术 在开关变换器技术中， 同步整流技术是低压大电流开关变换器的重要技术， 它 能大大提高开关变换器的效率， 并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率 MOSFET( 金属氧化物半导体场效应晶体管， 简称 MOS 管 ) 属于电压控制型器件， 它在导通时 的伏安特性呈线性关系， 用功率 MOSFET 做整流管时， 要求栅极电压必须与被整流电压的相 位保持同步才能完成整流功能， 故称之为同步整流。
在隔离开关变换器中， 同步整流有自激励驱动 ( 或称自驱动 ) 和外部驱动两种方 式。 自驱动同步整流一般是指副边同步整流管的驱动电压直接或者间接地来自隔离功率变 压器次级绕组的电压。常用自驱动同步整流方案如图 1 所示。在提供高输出电压的开关变
换器中， 此种驱动方式用变压器的单独次级绕组直接驱动同步整流管和续流管， 可以获得 好的驱动结果， 但是在低输出电压的开关变换器中则驱动电压就显不足。为此， 在低输出 电压的开关变换器中， 采取的方法还有在变压器主次级绕组上叠加驱动绕组来提高驱动电 压， 如图 2 所示。此种驱动方式虽然使正向驱动同步整流管和续流管的驱动电压得到了提 高， 但同时也使同步整流管和续流管在关断期间承受了一个大的负向电压， 增加了同步整 流管和续流管的驱动损耗， 制约了开关变换器效率的提高。 有鉴于此， 在现有的自驱动同步 整流方式中， 更多的是采用一个次级辅助绕组来为同步整流管和续流管提供驱动电压， 如 图 3 所示。但是， 此种驱动方式由于辅助绕组耦合漏感与 MOS 管的栅极结电容产生振荡， 致 使驱动波形上升沿和平顶部分振荡 ( 参见如图 4 所示的驱动波形 )， 导致驱动损耗增大。 因 此， 由辅助绕组耦合磁路漏感与 MOS 管栅极结电容形成振荡的驱动电压波形大大降低了变 换器的效率和工作的可靠性。 发明内容
本发明的主要目的就是针对现有技术的不足， 提供一种用于隔离开关变换器的同 步整流自激励驱动电路和方法， 减小驱动损耗， 提高变换器效率和工作的可靠性。
本发明的另一目的是提供一种具有该同步整流自激励驱动电路的隔离开关变换 器。
为实现上述目的， 本发明采用以下技术方案 ：
一种隔离开关变换器的同步整流自激励驱动电路， 包括变压器次级的辅助驱动绕 组， 所述辅助驱动绕组向所述隔离开关变换器的同步整流 MOS 管和同步续流 MOS 管提供栅 极驱动电压， 其特征在于， 所述电路还包括整形互锁单元， 所述辅助驱动绕组通过所述整形 互锁单元耦合到所述同步整流 MOS 管和同步续流 MOS 管的栅极， 所述整形互锁单元在整个 开关周期的整流阶段将所述辅助驱动绕组提供的正电压施加到所述同步整流 MOS 管的栅极并将所述同步续流管的栅极电压筘位到零， 在整个开关周期的续流阶段将所述辅助驱动 绕组提供的正电压施加到所述同步续流 MOS 管的栅极并将所述同步整流管的栅极电压筘 位到零。
一种隔离开关变换器的同步整流自激励驱动方法， 包括以下步骤 ：
a. 在整个开关周期的整流阶段， 变压器次级的辅助驱动绕组通过整形互锁单元将 正电压施加到同步整流 MOS 管的栅极， 并通过整形互锁单元将同步续流管的栅极电压筘位 到零 ；
b. 在整个开关周期的续流阶段， 变压器次级的辅助驱动绕组通过整形互锁单元将 正电压施加到同步续流 MOS 管的栅极， 并通过整形互锁单元将同步整流管的栅极电压筘位 到零。
一种同步整流的隔离开关变换器， 包括位于变压器副边的同步整流 MOS 管、 同步 续流 MOS 管和前述的同步整流自激励驱动电路。
本发明有益的技术效果是 ：
根据本发明的同步整流自激励驱动电路和方法， 在隔离开关变换器的整个开关周 期中， 通过整形互锁单元强制整形， 互锁同步整流 MOS 管和同步续流 MOS 管的栅极驱动电压 的死区时间， 减小辅助驱动绕组耦合漏感与 MOS 管的栅极结电容产生的振荡， 使同步整流 MOS 管和同步续流 MOS 管的驱动电压有效可靠的限制在正电压至零电压范围内， 提高驱动 电压上升沿的陡峭程度和平顶部分的平滑度， 抑制驱动波形的振荡， 从而减小驱动损耗， 提 高变换器效率和工作可靠性。本发明同步整流自激励驱动电路还具有很好的通用性， 适用 于例如采用三绕组去磁、 RCD 筘位电路、 有源筘位、 谐振复位及无损 LCD 缓冲器复位等的正 激变换器， 便于广泛应用。 附图说明
图 1 为现有技术采用同步整流自驱动方案的正激变换器 ；
图 2 为现有增加串联驱动绕组的同步整流自驱动电路示意图 ；
图 3 为现有的采用次级辅助绕组来为同步整流管和续流管提供驱动电压的电路 示意图 ；
图 4 为现有的采用次级辅助绕组来为同步整流管和续流管提供驱动电压电路的 驱动电压波形示意图 ；
图 5 为本发明一个实施例的同步整流自驱动电路示意图 ；
图 6 为本发明优选实施例的同步整流自驱动电路示意图 ；
图 7a 至 7e 为在多个实施例中所采用的不同的磁复位电路的示意图 ；
图 8 为本发明实施例的驱动电压波形示意图 ；
图 9 为本发明另一实施例的同步整流自驱动电路示意图 ；
图 10 为本发明又一实施例的同步整流自驱动电路示意图 ；
图 11 为本发明又一实施例的同步整流自驱动电路示意图 ；
图 12 为本发明又一实施例的同步整流自驱动电路示意图 ；
图 13 为本发明一个实施例的同步整流自驱动方法流程图。具体实施方式
以下通过实施例结合附图对本发明进行进一步的详细说明。
如图 5 所示， 根据本发明的实施例， 隔离开关变换器包含变压器、 同步整流 MOS 管 Q5、 同步续流 MOS 管 Q6、 以及向同步整流 MOS 管和同步续流 MOS 管提供驱动信号的同步整 流自驱动电路。 变压器在初级具有主初级绕组， 在次级具有主次级绕组和辅助驱动绕组， 同 步整流自驱动电路包括辅助驱动绕组和整形互锁单元， 辅助驱动绕组通过整形互锁单元耦 合到同步整流 MOS 管和同步续流 MOS 管的栅极， 整形互锁单元在整个开关周期的整流阶段 将辅助驱动绕组提供的正电压施加到同步整流 MOS 管的栅极并将同步续流管的栅极电压 筘位到零， 在整个开关周期的续流阶段将辅助驱动绕组提供的正电压施加到同步续流 MOS 管的栅极并将同步整流管的栅极电压筘位到零。由于在整个开关周期中， 同步整流自驱动 电路能够通过整形互锁单元在整流和续流阶段的对辅助驱动绕组输出驱动信号强制整形， 互锁同步整流 MOS 管和同步续流 MOS 管的栅极驱动电压的死区时间， 减小了辅助驱动绕组 耦合漏感与 MOS 管的栅极结电容产生的振荡， 使同步整流 MOS 管和同步续流 MOS 管的驱动 电压有效可靠的限制在正电压至零电压范围内， 提高了驱动电压上升沿的陡峭程度和平顶 部分的平滑度， 抑制了驱动波形的振荡， 从而减小驱动损耗， 提高了变换器效率和工作可靠 性。 请参考图 6， 在一个较优的实施例中， 整形互锁单元包括第一、 二整形 MOS 管 Q1、 Q2 和第一、 二隔离 MOS 管 Q3、 Q4。变压器含有带有接线端 P1、 P2 的主初级绕组、 带有接线端 P11、 P12 的主次级绕组和带有接线端 P21、 P22 的辅助驱动绕组。其中， 主初级绕组的接线 端 P1、 主次级绕组的接线端 P11 和辅助驱动绕组的接线端 P21 互为同名端， 称为第一同名 端， 它们在电气上同相位， 具有相同的极性 ； 主初级绕组的另一接线端 P2、 主次级绕组的另 一接线端 P12 和辅助驱动绕组的另一接线端 P22 互为同名端， 称为第二同名端， 它们也在电 气上同相位， 具有相同的极性。第一同名端和第二同名端极性相反。其中， 辅助驱动绕组的 第一同名端 P21 与第二隔离 MOS 管 Q4 的漏极、 第三驱动电阻 R3 的一端、 第五驱动电阻 R5 的一端以及第一驱动电阻 R1 的一端相连， 第三驱动电阻 R3 的另一端与第一隔离 MOS 管 Q3 的栅极以及第一整形 MOS 管 Q1 的漏极相连， 第五驱动电阻 R5 的另一端与第二整形 MOS 管 Q2 的栅极相连， 第一驱动电阻 R1 的另一端与同步整流 MOS 管 Q5 的栅极相连 ； 辅助驱动绕 组的第二同名端 P22 与第一隔离 MOS 管 Q3 的漏极、 第四驱动电阻 R4 的一端、 第六驱动电阻 R6 的一端以及第二驱动电阻 R2 的一端相连， 第四驱动电阻 R4 的另一端与第二隔离 MOS 管 Q4 的栅极、 第二整形 MOS 管 Q2 的漏极相连， 第六驱动电阻 R6 的另一端与第一整形 MOS 管 Q1 的栅极相连， 第二驱动电阻 R2 的另一端与同步续流 MOS 管 Q6 的栅极相连 ； 第一整形开关 管 Q1、 第一隔离开关管 Q3、 第二整形开关管 Q2、 第二隔离开关管 Q4、 同步整流 MOS 管 Q5 和 同步续流 MOS 管 Q6 的源极连在一起， 都与开关变换器主输出端的公共地 COM 端相连。
变压器的主初级绕组、 主次级绕组、 辅助驱动绕组之间的匝数比可根据实际输出 电压以及同步整流 / 续流管栅极驱动电压的要求， 通过电磁原理确定。电源电压正端 VIN+ 接到初级绕组接线端 P1， 初级绕组接线端 P2 通过开关晶体管 Q8 接到电源电压负端 VIN-。
隔离开关变换器可以是单端的正激变换器， 其中， 变压器原边优选还设置有磁复 位电路。具体如图 7a 至 7e 所示， 磁复位电路可以采用的复位方式包括 RCD 复位、 第三绕组 复位、 有源筘位复位、 无损 LCD 缓冲器复位以及谐振复位等。
开关变换器中， 开关晶体管 Q8 由控制电路 ( 未图示 ) 控制， 控制电路为开关晶体 管 Q8 的栅极提供脉冲宽度调制 (PWM) 控制信号。PWM 控制信号开启开关晶体管 Q8 的周期 称为正周期， 在正周期期间， 电流从变压器的主初级绕组 P1P2 流过 ； PWM 控制信号关闭开关 晶体管 Q8 的周期称为负周期， 在负周期期间， 磁复位电路发生作用， 以确保变压器励磁磁 通在下一个开关正周期开始时复位。
在一个开关周期的正周期开始时， 电流从变压器的主初级绕组流过， 主初级绕组 的第一同名端 P1 为正， 主次级绕组的第一同名端 P11 为正， 辅助驱动绕组的第一同名端 P21 为正， 此正电压通过第三驱动电阻 R3 施加在第一隔离 MOS 管 Q3 的栅极， 使第一隔离 MOS 管 Q3 的漏极与源极导通， 这样一来， 就使辅助驱动绕组的第二同名端 P22 经过第一隔离 MOS 管 Q3 接到输出公共地 COM， 也使第一整形 MOS 管 Q1 的栅极经过第六驱动电阻 R6 和第一隔离 MOS 管 Q3 接到输出公共地 COM， 同时也使续流 MOS 管 Q6 的栅极经过第二驱动电阻 R2 和第 一隔离 MOS 管 Q3 接到输出公共地 COM， 这样就使同步续流管 Q6 因其驱动电压被筘位到零而 断开 ； 同时， 辅助驱动绕组的第一同名端 P21 正电压还通过第五驱动电阻 R5 施加在第二整 形 MOS 管 Q2 的栅极上， 使第二整形 MOS 管 Q2 的漏极与源极导通， 把第二隔离 MOS 管 Q4 的 栅极电压强制拉到地， 使第二隔离 MOS 管 Q4 可靠的断开 ； 同时辅助驱动绕组的第一同名端 P21 正电压还经过第一驱动电阻 R1 施加在同步整流 MOS 管 Q5 的栅极上， 使同步整流管 Q5 因驱动电压为正而导通， 从而完成一个整流阶段。 在下一阶段， 在负周期开始时， 变压器极性发生反转， 变压器主初级绕组的第二同 名端 P2 变为正， 主次级绕组的第二同名端 P12 为正， 辅助驱动绕阻的第二同名端 P22 也为 正， 此正电压通过第四驱动电阻 R4 施加在第二隔离 MOS 管 Q4 的栅极， 使第二隔离 MOS 管 Q4 的漏极与源极导通， 这样一来就使辅助驱动绕组的第一同名端 P21 经过隔离 MOS 管 Q4 接到 输出公共地 COM， 也使第二整形 MOS 管 Q2 的栅极经过第五驱动电阻 R5 和第二隔离 MOS 管 Q4 接到输出公共地 COM， 同时也使整流 MOS 管 Q5 的栅极经过第一驱动电阻 R1 和第二隔离 MOS 管 Q4 接到输出公共地 COM， 这样就使同步整流管 Q5 因驱动电压被筘位到零而断开 ； 同 时辅助驱动绕组的第二同名端 P22 正电压还通过第六驱动电阻 R6 施加在第一整形 MOS 管 Q1 的栅极上， 使整形 MOS 管 Q1 的漏极与源极导通， 把第一隔离 MOS 管 Q3 的栅极电压强制拉 到地， 使第一隔离 MOS 管 Q3 可靠的断开 ； 同时辅助驱动绕组的第二同名端 P22 正电压还经 过第二驱动电阻 R2 施加在同步续流 MOS 管 Q6 的栅极上， 使同步续流管 Q6 因驱动电压为正 而导通， 为储能电感 Lf 提供续流回路， 从而完成一个续流阶段。
以上构成一个完整的开关周期， 驱动电压波形如图 8 所示。可以看出， 在整个开关 周期中， 第一整形 MOS 管 Q1 与第一隔离 MOS 管 Q3 整形互锁， 第二整形 MOS 管 Q2 与第二隔 离 MOS 管 Q4 整形互锁， 即通过强制整形， 互锁同步整流 MOS 管 Q5 和同步续流 MOS 管 Q6 的 栅极驱动电压的死区时间， 减小辅助驱动绕组耦合漏感与 MOS 管 Q5、 Q6 的栅极结电容产生 的振荡， 使整流 MOS 管 Q5 和续流 MOS 管 Q6 的驱动电压有效可靠的限制在正电压至零电压 范围内， 提高驱动电压上升沿的陡峭程度和平顶部分的平滑度， 从而抑制驱动波形的振荡。
如图 9 所示， 在另一实施例中， 与上一实施例的区别在于， 整形互锁单元增加了第 一二极管 D1 和第二二极管 D2， 第一整形开关管 Q1、 第二整形开关管 Q2、 同步整流 MOS 管 Q5、 同步续流 MOS 管 Q6 的源极以及第一二级管 D1、 第二二极管 D2 的阳极同接开关变换器主输 出端的公共地 COM， 第一隔离 MOS 管 Q3 的源极与主次级绕组的第二同名端 P12 相连， 第二隔
离 MOS 管 Q4 的源极与主次级绕组的第一同名端 P11 相连， 第一二级管 D1 的阴极与辅助驱 动绕组的第一同名端 P21 相连， 第二二极管 D2 的阴极与辅助驱动绕组的第二同名端 P22 相 连。
如图 10 所示， 在另一实施例中， 与上一实施例的区别在于， 辅助驱动绕组的第一 同名端 P21 与第二隔离开关管 Q4 的源极而非漏极相连， 辅助驱动绕组的第二同名端 P22 与 第一隔离开关管 Q3 的源极而非漏极相连， 第一隔离 MOS 管 Q3 的漏极与主次级绕组的第二 同名端 P12 相连， 第二隔离 MOS 管 Q4 的漏极与主次级绕组的第一同名端 P11 相连。
如图 11 所示， 在又一些实施例中， 前述实施例中的整形 MOS 管和隔离 MOS 管用双 极型晶体管代替。在另外一些实施例中， 整形开关管采用 MOS 管， 隔离开关管采用双极型晶 体管 ； 或者整形开关管采用双极型晶体管， 隔离开关管采用 MOS 管。
如图 12 所示， 在另一些实施例中， 辅助驱动绕组还可以耦合自输出储能电感 Lf。
本发明在另一方面还提供一种用于隔离开关变换器的同步整流自激励驱动方法。 如图 13 所示， 在一个实施例中， 同步整流自激励驱动方法包括以下步骤 ：
a. 在整个开关周期的整流阶段， 变压器次级的辅助驱动绕组通过整形互锁单元将 正电压施加到同步整流 MOS 管的栅极， 并通过整形互锁单元将同步续流管的栅极电压筘位 到零 ； b. 在整个开关周期的续流阶段， 变压器次级的辅助驱动绕组通过整形互锁单元将 正电压施加到同步续流 MOS 管的栅极， 并通过整形互锁单元将同步整流管的栅极电压筘位 到零。
在该同步整流自激励驱动方法中， 更优的步骤可参考前述电路实施例的内容来具 体实施， 此处不再赘述。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明， 不能认定 本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说， 在 不脱离本发明构思的前提下， 还可以做出若干简单推演或替换， 都应当视为属于本发明的 保护范围。