电源供应装置 【技术领域】
本发明是有关于一种电源供应装置，特别是指一种采用谐振变换电路的电源供应装置。
背景技术
谐振变换器具有高效率等优点，因此常应用于大功率隔离直流/直流变换的领域上，但是由于谐振变换器的电流为正弦波形，整流后的输出电流的纹波(ripple)有效值很大，尤其在功率稍大的场合，常需要用很多个电容并联来满足纹波及应力要求。利用多级谐振变换器在相位彼此错开的情况下并联输出是解决该问题的一种有效方法。但是由于谐振变换器为变频率调节，无法采用脉冲宽度调变(PWM)类DC/DC变换器的控制方法来实现交错并联。因此谐振类变换器的交错并联也是一直以来的一个难题。
图1为习知的一种谐振类变换器交错并联方案。参阅图1，为习知的电源供应装置900，其中一第一谐振电路91及一第二谐振电路92并联输出一供应电压VO。其中，主要有两个回授(feedback)路径，第一回授路径(均流控制环路(controlloop)---用以寻找合适的工作频率)：第一谐振电路91及第二谐振电路92的输出电流iOA、iOB经过减法器96及平衡负载控制器97到第一谐振电路91及第二谐振电路92，减法器96将输出电流iOA、iOB相减，平衡负载控制器97根据相减后的结果产生一驱动信号，以控制第一谐振电路91及第二谐振电路92中功率开关(图未示)的切换频率，进而调节第一谐振电路91及第二谐振电路92的输出电流iOA、iOB。第二回授路径(稳压控制环路---用以稳定两个谐振电路的输出电压)：供应电压VO经过电压控制器93到降压转换器(buck converter)94。电压控制器93根据供应电压VO产生一控制信号d，以控制降压转换器94中的功率开关(图未示)的切换，将功率因子校正器95所输出400V的电压转换成合适的输出以使得两谐振电路的输出为需要的输出电压。
但是，习知的控制方法需要取样第一谐振电路91及第二谐振电路92的输出电流iOA、iOB，控制方式较复杂，且加入降压转换器94会降低电源供应装置100的效率。此外，由于这种控制方法需要寻找合适的工作频率(两个谐振变换器增益的相交点)来平衡两个谐振变换器的负载电流，该工作点较难控制，不利于谐振电路效率的优化。
【发明内容】
因此，本发明的目的，即在提供一种可以达到均流输出的电源供应装置。
于是，本发明电源供应装置，用以接收一交流电力并产生一供应电压输出，其中包含：一第一功率因子校正器、一第二功率因子校正器、一第一谐振电路及一第二谐振电路。
第一功率因子校正器接收交流电力并受一第一驱动信号驱动而将该交流电力整流后输出一第一驱动电压(第一驱动电压受第一电压调节器控制)；第二功率因子校正器接收交流电力并受一第二驱动信号驱动而将该交流电力整流后输出一第二驱动电压，该第二驱动信号与第一驱动信号相同(或只相差一相位)；第一谐振电路与第二谐振电路的驱动信号相同(或只相差一相位)，第一谐振电路耦接于第一功率因子校正器；第二谐振电路耦接于第二功率因子校正器且其输出端与该第一谐振电路的输出端并联。
如此，当第一谐振电路的增益大于第二谐振电路时，则第一驱动电压会小于第二驱动电压；当第一谐振电路的增益小于第二谐振电路，则第一驱动电压会大于第二驱动电压，使得第一谐振电路与第二谐振电路的输出电流相同。
较佳地，电源供应装置还包含一耦接于第一功率因子校正器与第二功率因子校正器的均流调节电路，其根据第一驱动电压产生第一驱动信号及第二驱动信号，以稳定第一驱动电压并产生第二驱动电压。
于第一功率因子校正器及第二功率因子校正器操作在不连续导通模式及临界导通模式其中之一时，均流调节电路包括一耦接于第一功率因子校正器的第一电压调节器及一耦接于第一电压调节器与第二功率因子校正器之间的第一移相电路。其中，第一电压调节器根据第一驱动电压产生对应该第一驱动电压的第一驱动信号，第一移相电路接收第一驱动信号，并将其移相一第一特定角度以产生第二驱动信号。
于第一功率因子校正器及第二功率因子校正器操作在连续导通模式时，均流调节电路包括：一电压控制器、一第一减法器、一第二减法器、一第一电流调节器及一第二电流调节器。
电压控制器耦接于第一功率因子校正器，用以根据第一驱动电压产生一参考电流；第一减法器耦接于第一功率因子校正器及电压控制器，用以将第一功率因子校正器的一储能电感的电流与参考电流相减后输出；第一电流调节器耦接于第一减法器与第一功率因子校正器之间，用以根据第一减法器的输出结果产生第一驱动信号。
第二减法器耦接于第二功率因子校正器及电压控制器，用以将第二功率因子校正器的一储能电感的电流与参考电流相减后输出；第二电流调节器耦接于第二减法器与第二功率因子校正器之间，用以根据第二减法器的输出结果产生第二驱动信号。
较佳地，电源供应装置还包含一耦接于第一谐振电路与第二谐振电路的稳压电路，其根据第一谐振电路的输出电压产生一驱动第一谐振电路的第一控制信号及一驱动第二谐振电路的第二控制信号，以稳定第一谐振电路与第二谐振电路的输出电压。
进一步地，稳压电路包括一耦接于第一谐振电路的第二电压调节器及一耦接于该第一谐振电路与第二谐振电路之间的第二移相电路。其中，第二电压调节器根据第一谐振电路的输出电压产生对应输出电压的第一控制信号，第二移相电路接收第一控制信号，并将其移相一第二特定角度以产生第二控制信号。
本发明的功效在于，电源供应装置会根据第一功率因子校正器与第二功率因子校正器的负载差异而自动调节第二驱动电压，以补偿第一谐振电路与第二谐振电路的增益差异，使其达到均流地目的。
【附图说明】
图1是一电路方块图，说明习知电源供应装置的内部电路；
图2是一电路方块图，说明本发明电源供应装置的第一较佳实施例；
图3是一波形图，说明第一功率因子校正器操作于不连续导通模式下的输出电流；
图4是一电路方块图，说明多组谐振电路相互并联的电源供应装置；
图5是一波形图，说明第一功率因子校正器及第二功率因子校正器操作于临界导通模式下，第一驱动信号D1、第二驱动信号D2、第一电感电流IL1及第二电感电流IL2；
图6是一电路方块图，说明本发明电源供应装置的第二较佳实施例；及
图7是一波形图，说明第一功率因子校正器及第二功率因子校正器操作于连续导通模式下，第一驱动信号D1、第二驱动信号D2、第一电感电流IL1及第二电感电流IL2。
【具体实施方式】
有关本发明之前述及其它技术内容、特点与功效，在以下配合参考图式的两个较佳实施例的详细说明中，将可清楚的呈现。
在本发明被详细描述之前，要注意的是，在以下的说明内容中，类似的组件是以相同的编号来表示。
参阅图2，为本发明电源供应装置的第一较佳实施例，该电源供应装置100用以提供一个稳定的供应电压VO且其中的多组谐振电路可达到均流输出，其主要是应用于服务器(server)电源、工作站(workstation)电源、通信电源、台式机电源、游戏机电源、平板电视(Flat Panel)电源及分布式电源系统(Distributed PowerSystem)等。该电源供应装置100包含一第一功率因子校正器(Power FactorCorrector，PFC)1、一第二功率因子校正器2、一第一谐振电路3、一第二谐振电路4、一均流调节电路5及一稳压电路6。
第一功率因子校正器1与第二功率因子校正器2的输入端相互并联且接收一交流电力，该交流电力为商用交流电压。第一功率因子校正器1将交流电力整流后输出一第一驱动电压VD1，第二功率因子校正器2则将交流电力整流后输出一第二驱动电压VD2。在本实施例中，第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2操作于不连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)或是临界导通模式(Critical Conduction Mode，CRM)。
第一谐振电路3与第二谐振电路4可为LC并联/串联谐振变换器或是LLC并联/串联谐振变换器等各种谐振变换器，且两者的输出端相互并联并输出供应电压VO。第一谐振电路3的输入端耦接于第一功率因子校正器1的输出端，用以接收第一驱动电压VD1并将其转换成直流输出电压VO1；第二谐振电路4的输入端耦接于第二功率因子校正器2的输出端，用以接收第二驱动电压VD2并将其转换成直流输出电压VO2。
均流调节电路5耦接于第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2，用以稳定第一驱动电压VD1并调节第二驱动电压VD2，以均分第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2两路的电流，使得第一谐振电路3与第二谐振电路4的输出电流IO1、IO2能够相同。在本实施例中，均流调节电路5根据第一驱动电压VD1产生一第一驱动信号D1及一第二驱动信号D2，并将其分别驱动第一功率因子校正器1与第二功率因子校正器2，且其中包括一第一电压调节器51及一第一移相电路52。
第一电压调节器51耦接于第一功率因子校正器1，其根据第一驱动电压VD1产生第一驱动信号D1，该第一驱动信号D1为数字脉波信号，用以驱动第一功率因子校正器1中一功率开关(图未示)的启闭，以稳定第一驱动电压VD1。
第一移相电路52耦接于第一电压调节器51与第二功率因子校正器2之间，用以接收第一驱动信号D1，并将其移相一第一特定角度后输出第二驱动信号D2，该第二驱动信号D2与第一驱动信号D1同为数字脉波信号，用以驱动第二功率因子校正器2中一功率开关(图未示)的启闭，以调节第二驱动电压VD2。在本实施例中，该第一特定角度为180度，但不以此为限。
由于驱动第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2的第一驱动信号D1与第二驱动信号D2相同(两者仅相位相差180度)，此外，第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2的输入端相互并联，且第一谐振电路3与第二谐振电路4的输出端亦相互并联，故在电源供应装置100正常工作时，第一功率因子校正器1到第一谐振电路3及第二功率因子校正器2到第二谐振电路4两路的输出功率之总合为定值。
换言之，当第一谐振电路3的增益大于第二谐振电路4时，则第一谐振电路3的输出功率会大于第二谐振电路4，对于第一功率因子校正器1来说，第一谐振电路3所造成的负载也会比第二谐振电路4来的大(第一谐振电路3为第一功率因子校正器1的负载，第二谐振电路4为第二功率因子校正器2的负载)；相对地，第二谐振电路4会相对于第二功率因子校正器2产生较低的负载。由于第一功率因子校正器1的输出电压，即第一驱动电压VD1被第一电压调节器51稳定住，这就使得第二功率因子校正器2的输出电压，即第二驱动电压VD2上升，以致于第二谐振电路4的输出电流IO2上升，如此一来可弥补第一谐振电路3与第二谐振电路4之间增益的不同造成输出功率的影响，以达到自动均流输出。
以下将利用公式推导来验证第一谐振电路3与第二谐振电路4的输出电流IO1、IO2会影响第一驱动电压VD1及第二驱动电压VD2的变化。特别说明的是，由于第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2电路及操作模式相同，故以下仅以第一功率因子校正器1说明。
首先，假设第一功率因子校正器1操作于不连续导通模式，配合参阅图3，可知其输入电压与输出电压之关系为以下方程序(1)：
VO=Vin·(D+D′)D′---(1)]]>
其中，Vin为第一功率因子校正器1的输入电压，VO为第一功率因子校正器1的输出电压，D为第一驱动信号D1的责任周期(duty cycle)。
在第一驱动信号D1的每一周期T内，第一功率因子校正器1的输入电流的峰值IP及平均电流Iavein分别为以下方程序(2)及方程式(3)：
IP=Vin·DTL---(2)]]>
Iavein=12IP·(D+D′)---(3)]]>
其中，L为第一功率因子校正器1中的储能电感。
因此，将方程式(2)带入方程式(3)可得以下方程序(4)：
Iavein=Vin·T2L·D(D+D′)---(4)]]>
再将方程式(4)带入方程式(1)可得方程式(5)：
VO=Vin1-Vin·T·D22·L·Iavein---(5)]]>
由于第一功率因子校正器1的输出电压VO即为第一驱动电压VD1，且假设第一功率因子校正器1的输入电压Vin、第一驱动信号D1的周期T、第一驱动信号D1的责任周期的D及第一功率因子校正器1中的储能电感L皆为定值，因此，当第一谐振电路3的增益小于第二谐振电路4时，第一谐振电路3的输出电流IO1会小于第二谐振电路4的输出电流IO2，即第一功率因子校正器1的平均电流小于第二功率因子校正器2的平均电流，从方程式(5)中可发现，第一驱动电压VD1会大于第二驱动电压VD2，使得第一谐振电路3的输出电流IO1上升且第二谐振电路4的输出电流IO2下降，如此达到均流输出。
值得一提的是，本实施例是利用两组谐振电路(第一谐振电路3及第二谐振电路4)相互并联输出供应电压VO，但其并联的组数并不以两组为限。参阅图4，电源供应装置100可以是利用N组谐振电路(N≥2)并联而输出供应电压VO，只要每一个谐振电路S1～SN的输入端耦接一对应的功率因子校正器P1～PN，以控制其输入电压即可，而在均流调节电路5中仅需要一个第一电压调节器51及N-1个第一移相电路52(第一个功率因子校正器1不用移相)，且每一个第一移相电路52所移相的第一特定角度则为360/N度，换言之，若有三组谐振电路相互并联，其每一个驱动信号之间相差120度。
再特别说明的是，本实施例的均流调节电路5也可以不包括第一移相电路52，换言之，第一驱动信号D1将与第二驱动信号D2完全相同(相差为0度)，同样可达到自动均流的功效，只要第一驱动信号D1与第二驱动信号D2相同，且第一功率因子校正器1与第二功率因子校正器2的输入端并联及第一谐振电路3与第二谐振电路4的输出端并联即可。
参阅图2，本实施例的电源供应装置100还具有一耦接于第一谐振电路3及第二谐振电路4的稳压电路6，用以稳定第一谐振电路3及第二谐振电路4的输出电压VO1、VO2，其中包括一第二电压调节器61及第二移相电路62。
第二电压调节器61耦接于第一谐振电路3，其根据第一谐振电路3的输出电压VO1产生第一控制信号S1，该第一控制信号S1为数字脉波信号，用以驱动第一谐振电路3中一功率开关(图未示)的启闭，以稳定第一谐振电路3的输出电压VO1。
第二移相电路62耦接于第一谐振电路3与第二谐振电路4之间，用以接收第一控制信号S1，并将其移相一第二特定角度后输出第二控制信号S2，该第二控制信号S2与第一控制信号S1同为数字脉波信号，用以驱动第二谐振电路4中一功率开关(图未示)的启闭，以稳定第二谐振电路4的输出电压VO2。在本实施例中，该第二特定角度为90度，但不以此为限。同样地，配合参阅图4，当N组谐振电路S1～SN并联时，稳压电路6中同样仅需要一个第二电压调节器61及N-1个第二移相电路62，且每一个第二移相电路62所移相的第二特定角度则为180/N度，换言之，若有三组谐振电路相互并联，其每一个控制信号之间相差60度。
参阅图5，为第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2操作于边界导通模式下，第一驱动信号D1、第二驱动信号D2、第一电感电流IL1及第二电感电流IL2的波形图，其中第一驱动信号D1与第二驱动信号D2之间相差180度。
参阅图6，为本发明电源供应装置100的第二较佳实施例，大致与第一较佳实施例相同，其不同之处在于，第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2是操作于连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)，且均流调节电路5包括一电压控制器53、一第一减法器54、一第二减法器55、一第一电流调节器56及一第二电流调节器57。
电压控制器53耦接于第一功率因子校正器1，用以稳定第一驱动电压VD1，并根据第一驱动电压VD1产生一参考电流Iref；第一减法器54耦接于第一功率因子校正器1及电压控制器53，其接收第一功率因子校正器1中的一储能电感的电流IL1(以下简称第一电感电流IL1)，并与参考电流Iref相减后输出一第一误差电流Ierror1；第二减法器55耦接于第二功率因子校正器2及电压控制器53，其接收第二功率因子校正器2中的一储能电感的电流IL2(以下简称第二电感电流IL2)，并与参考电流Iref相减后输出一第二误差电流Ierror2。
第一电流调节器56耦接于第一减法器54与第一功率因子校正器1之间，用以根据第一误差电流Ierror1产生对应第一误差电流Ierror1的第一驱动信号D1，以驱动第一功率因子校正器1；第二电流调节器57耦接于第二减法器55与第二功率因子校正器2之间，用以根据第二误差电流Ierror2产生对应第二误差电流Ierror2的第二驱动信号D2，以驱动第二功率因子校正器2。
由于第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2是操作于连续导通模式，第二驱动电压VD2不会随着第一谐振电路3与第二谐振电路4的输出功率的变化而变化。因此，在本实施例中，均流调节电路5是根据第一驱动电压VD1产生参考电流Iref，并将第一电感电流IL1及第二电感电流IL2分别与该参考电流Iref相减，再根据与参考电流Iref的差距，分别调整第一驱动信号D1与第二驱动信号D2，以达到第一谐振电路3与第二谐振电路4的输出电流IO1、IO2相同的均流目的。
参阅图7，为第一功率因子校正器1及第二功率因子校正器2操作于连续导通模式下，第一驱动信号D1、第二驱动信号D2、第一电感电流IL1及第二电感电流IL2的波形图，其中第一驱动信号D1与第二驱动信号D2之间相差180度。
综上所述，本发明电源供应装置100利用第一功率因子校正器1与第二功率因子校正器2的输入端并联，且具有相同的驱动信号(两者只相移180度)，加上第一谐振电路3与第二谐振电路4的输出端并联，如此可利用第一谐振电路3与第二谐振电路4的输出功率总合不变，来自动调整第一驱动信号D1及第二驱动信号D2，以达到均流的目的。
惟以上所述仅为本发明的较佳实施例，非意欲局限本发明的专利保护范围，故举凡运用本发明说明书及图式内容所为的等效变化，均同理皆包含于本发明的权利保护范围内。