IQ 不平衡估计及补偿方法 【技术领域】
本发明涉及一种在采用了基带采样的数字通讯接收器的数字时间领域中， 对 IQ 不平衡进行估计与补偿的方法及装置。 【背景技术】
采用基带采样的数字通讯接收器的模拟领域中， 将射频或中频信号降频转换成基 带后， 将该基带信号通过模数转换器 (Analog-to-Digital Converter) 转换成数字信号。 这 种情况下， 降频转换成基带时会被分离成同相信号与正交信号， 此为藉由一个局部振荡器 (Local Oscillator) 使用增益相同且相位相差 90 度的两种正弦波 ( 具体地讲为余弦、 正弦 波 ) 达成。
但是， 由于这些过程是在模拟领域中执行， 因此会产生误差。特别是， 使用于降频 转换的余弦波、 正弦波相互之间会产生增益和相位误差， 这时这些误差有可能会对接收器 的性能产生严重影响。这叫 IQ 不平衡。这种情况下， 一般普通的增益误差为 1 ～ 5％， 相 位误差为 1 ～ 5°左右。这时， IQ 不平衡使 I、 Q 两个路径之间的增益相互不平衡， I 或者 Q 中的一个信号对另一个信号产生串扰， 当其量较大时会引起严重的性能低下。
尤其在正交频分复用接收器中， 由于 IQ 不平衡而产生的影响导致在正频率和负 频率中位于相互对称的位置上的副载波数据相互干扰， 从而导致前面所述一般的 IQ 不平 衡电平中也会出现性能低下的严重问题。
现在也有几种对 IQ 不平衡进行估计与补偿的技术。具体地讲， 进行估计的方式基 本上可分为数据辅助脱机估计器、 实时频域估计器、 实时时域估计器。
其中， 数据辅助脱机估计器是将如正弦波的预知信号输入于接收器而对 IQ 不平 衡进行估计的方法， 虽然准确度非常高， 相反存在如下麻烦 ： 为了反映出肇因于射频组件或 者射频芯片之类而存在的变化， 从而需要对组件或芯片等进行校正。
另外， 实时频域估计器是利用在频域中位于相互对称位置上的正频率成分与负频 率成分相互引起干扰的事实， 对该干扰量进行估计的方式。因此， IQ 不平衡补偿器一般也 采用在频域对被估计的干扰进行补偿的方式。也有在时域进行补偿的方式， 但在这种情况 下， 想将增益与相位误差以硬连线逻辑体现， 则需要比较复杂的平方根、 反正弦等运算。实 时频域估计器是正交频分复用接收器所利用的主要方式， 但要体现其复杂度较高。原因在 于在频域进行估计时， 需要正常的正交频分复用符号数据， 及以 DC 为中心将正与负的频率 数据对称地进行调换后的数据， 因此额外需要通常正交频分复用符号长度大小的存储器， 并需要一个正交频分复用符号大小的额外延迟。
现有的实时时域估计器有如下方法 ： 直接计算出增益与相位误差的方法， 及直接 计算出正交路径的补偿增益值的方法。 但所述方法存在如下缺点 ： 当没有利用大量数据时， 使用上会出现问题， 并且在以硬连线逻辑设计时需要复杂度较高的除法或平方根等的运 算。
本发明作为实时时域估计的一个方法， 提供一种数字锁相环式 (Phase-LockedLoop) 的估计器， 其中增益与相位误差或者串扰与正交路径的补偿增益值等、 IQ 不平衡补 偿所需要的值并不直接计算求出， 而是使用适当的误差检测器使得残存的串扰与残存的正 交、 同相增益错配 (Mismatch) 变成 0， 并通过反馈回路对需要补偿串扰增益与正交路径的 增益值进行追踪。
而且， 本发明提供一种需要与数字锁相环式的实时时域估计器一起工作的时域补 偿器的方法。 【发明内容】
为了解决所述的现有问题， 本发明的目的在于提供一种在包括了正交频分复用方 式的接收器的一般基带采样数字通讯接收器中， 在数字时域中实时对 IQ 不平衡进行估计 并对此进行补偿的方法及其装置。
另外， 根据本发明的实时时域估计器和补偿器与实时频域估计器 / 补偿器不同， 几乎不需要额外的存储器和处理延迟， 从而提供估计装置及方法的方便性。
为了解决上述现有问题， 本发明的基带采样系统中 IQ 不平衡估计及补偿方法其 特征在于 ： 在模数转换器之后， 由串扰增益估计器 (Crosstalk GainEstimator)、 正交路径 增益估计器、 IQ 不平衡补偿器、 锁定检测器构成， 且执行 IQ 不平衡估计及补偿。 这时， 本发明的另一特征在于使用如下方式 ： 在所述串扰增益估计器中， 将同相信 号的平均功率乘于串扰增益的值与所述同相、 正交信号的交叉相关 (Cross Correlation) 值进行比较， 当该比值大于高阈权重值 (High ThresholdWeight) 的情况下， 将减少了预定 的增益比例值大小的串扰增益更新至串扰增益寄存器， 当小于低阈权重值 (Low Threshold Weight) 的情况下， 将增加了预定的增益比例值大小的串扰增益更新至串扰增益寄存器， 当 不属于这两种情况时， 使串扰增益维持不变。
在这种情况下， 本发明的又一特征在于 ： 所述同相信号的平均功率与同相、 正交信 号的交叉相关值是通过下述公式 2 及公式 3 求出 ：
□ 【公式 2】□ 【公式 3】本发明的另一特征在于 ： 使所述高阈权重值 (High Threshold Weight) 大于 1， 使 所述低阈权重值 (Low Threshold Weight) 小于 1， 将需要减少所述增益的情况时的预定增 益比例值设定为小于 1， 所述增益比例值依据所述锁定检测器的状态而取不同值， 并且将所 述锁定检测器的状态为 ‘开锁’ 时的增益比例值设置为小于状态为 ‘锁定’ 时的增益比例值。
本发明的另一特征在于 ： 将需要提高所述增益的情况下的预定增益比例值设定为 大于 1， 所述增益比例值根据所述锁定检测器的状态而取不同值， 并且将所述锁定检测器的 状态为 ‘开锁’ 时的增益比例值设置为大于 ‘锁定’ 时的增益比例值。
本发明的又一特征在于使用如下方式 ： 在所述正交路径增益估计器中， 将同相信号的平均功率与补偿了不平衡的正交信号的平均功率的值进行比较， 当该比值大于高阈权 重值的情况下， 将增加了预定增益比例值大小的正交路径增益更新至正交路径增益寄存 器， 当小于低阈权重值的情况下， 将减少了预定增益比例值大小的正交路径增益更新至正 交路径增益寄存器， 当不属于所述两种情况的情况下， 维持原有的正交路径增益。
本发明的另一特征在于， 所述同相信号的平均功率与正交信号的平均功率的值分 别通过下述公式 2 及公式 5 求出 ：
□□ 【公式 5】 。在这种情况下， 本发明的特征在于使用如下方式 ： 使所述高阈值大于 1， 使低阈值 小于 1， 将需要减少所述增益的情况时的预定增益比例值设定为小于 1， 所述增益比例值依 据所述锁定检测器的状态而取不同值， 并且将所述锁定检测器的状态为 ‘开锁’ 时的增益比 例值设置为小于状态为 ‘锁定’ 时的增益比例值 ； 将需要增加所述增益的情况时的预定增益 比例值设定为大于 1， 所述增益比例值根据所述锁定检测器的状态而取不同值， 并且将所述 锁定检测器的状态为 ‘开锁’ 时的增益比例值设置为大于状态为 ‘锁定’ 时的增益比例值。本发明的另一特征在于使用如下方式 ： 将所述锁定检测器从 ‘开锁’ 状态转换成 ‘锁定’ 状态的条件设定为 ： 在所述串扰增益估计器中的串扰增益不被更新而维持不变的同 时， 在所述正交路径增益估计器中的正交路径增益不被更新而维持不变， 同时使总的 IQ 不 平衡测量时间长于预定时间 ； 及仅依靠系统复位而从 ‘锁定’ 状态转换到 ‘开锁’ 状态。
在这种情况下， 本发明的特征在于使用如下方式 ： 在所述锁定检测器的状态为 ‘开 锁’ 的情况下， 对串扰增益寄存器和正交路径寄存器的值进行更新。
本发明的特征在于 ： 在所述锁定检测器的状态为 ‘锁定’ 的情况下， 可以对串扰增 益寄存器与正交路径寄存器的值进行更新， 也可以不再对串扰增益寄存器和正交路径寄存 器的值进行更新。
本发明的另一特征在于使用如下方式 ： 所述 IQ 不平衡补偿器中， 首先将串扰增益 寄存器的值乘于同相信号的值而得到的串扰成分从正交信号除去后， 再将除去了串扰的正 交信号乘于正交路径增益寄存器的值而对正交路径的增益进行补偿。
本发明的另一特征在于使用如下方式 ： 所述 IQ 不平衡补偿器中， 首先将正交信号乘 于正交路径增益寄存器的值而对正交路径的增益进行补偿后， 将串扰增益寄存器的值乘于同 相信号的值而得到的串扰成分从被补偿了增益的正交信号中除去， 从而对此进行补偿。
本发明的另一特征在于使用如下方式 ： 将所述 IQ 不平衡估计器与补偿器设置于 模数转换器与直流偏移消除器之后。
如上所述， 根据本发明的对 IQ 不平衡进行估计并进行补偿的方法， 在包括了正交 频分复用方式的接收器的一般基带采样数字通讯接收器中， 使用实时时域估计器和补偿 器， 与实时频域估计器 / 补偿器不同， 基本不需要额外的存储器与处理延迟， 从而具有对 IQ 不平衡的估计装置及方法提供了简便性的效果。
【附图说明】
图 1 为一般基带采样数字接收器的接收器前端的示意图 ；图 2 为 IQ 不平衡发生模型的示意图 ；
图 3 为本发明所提供的 IQ 不平衡估计器与补偿器的构成图 ；
图 4 为本发明所提供的 IQ 不平衡估计器中的串扰增益估计器的构成图 ；
图 5 为正交路径增益估计器的构成图 ；
图 6 为锁定检测器的构成图 ；
图 7 为利用了本发明所提供的 IQ 不平衡估计器的输出作为串扰增益与正交路径 增益的 IQ 不平衡补偿器构成图。
【附图中主要符号的说明】
310 ： 锁定检测器
320 ： 串扰增益估计器
323 ： 绝对值函数
324 ： 串扰增益增 / 减控制器
325 ： 串扰增益寄存器
330 ： IQ 不平衡估计器
340 ： 正交路径增益估计器
343 ： 正交路径增益增 / 减控制器 345 ： 正交路径增益寄存器【具体实施方式】
在数字通讯接收器中， 一般称为接收器前端是指位于解调器的前端， 且与解调器 相独立， 用于改善接收器性能的组件。图 1 示意一般基带采样数字接收器的接收器前端的 一个示例。
如图所示， 可以包括 ： 直流偏移消除器、 IQ 不平衡估计器、 IQ 不平衡补偿器、 自 动 频 率 控 制、 临 道 干 扰 (Adjacent Channel Interference) 抑 制 滤 波 器、 同道干扰 (Co-Channel Interference) 抑制滤波器等。
其中， IQ 不平衡只发生于基带采样系统， 所谓的基带采样系统是指如直接射频接 收器、 超外差 (superheterodyne) 接收器等， 将中心频率为 0 的信号 ( 基带信号 ) 进行 A/D 转换后进行数字解调的系统。
即， 被采样之前的基带模拟信号 ( 即模数转换器的输入信号 ) 是由同相和正 交两个信号构成的， 且 IQ 不平衡是由于这两个信号的形成所需要的局部振荡器 (Local Oscillator) 的增益与相位的不平衡而发生的。
并且， 这样不平衡的结果具体由如下两个部分构成 ： 同相信号流入正交路径而造 成干扰的串扰， 以及对同相信号的增益所产生的正交成分的增益不平衡。
其中， 串扰如图 2 所示， 是由于局部振荡器的相位不平衡而发生， 而正交成分的增 益不平衡是由于局部振荡器的相位与增益不平衡而发生的。
并且， 将模数转换器的输入信号设为 y(t) 时， 可以表示如下 ：
8101938445 A CN 101938448说【公式 1】明书5/7 页
其中 C 为串扰增益， G 为正交路径增益。
本发明提供一种在下述两种假设下， 于时域中对串扰增益 C 与正交路径增益 G 实 时地进行估计与进行补偿的方法。
假设 1 ：即， 同相和正交成分的平均功率相同。假设 2 ： E[xI(t)xQ(t)] ＝ 0 即， 同相和正交相互不相关 (Uncorrelated)。
上述的两个假设在大部分利用正交调制方式的通讯系统中成立。而且， 在大部分 利用正交调制 + 正交频分复用方式的通讯系统中也成立。
图 3 示意本发明所提供的 IQ 不平衡估计器与补偿器 330， 在 A/D 转换后在数字时 域领域进行工作， 并且通常位于模数转换器、 直流偏移消除器之后。 并且由串扰增益估计器 320、 交路径增益估计器 340、 IQ 不平衡补偿器 330、 锁定检测器 310 构成。
所述串扰增益估计器 320 用于对公式 1 的 C 执行估计， 正交路径增益估计器 340 用于对公式 1 的 G 的倒数执行估计， 而 IQ 不平衡补偿器 330 利用被估计的 C 与 G-1 而对 IQ 不平衡执行补偿。 另外， 本发明所提供的 IQ 不平衡估计器与补偿器 330 并不直接计算求出 C 与 G-1 的值， 而是通过适当的误差检测器求出残存串扰与正交信号的增益错配值后， 通过回馈方 -1 式对 C 与 G 的值进行跟踪。
并且， 将本发明所提供的 IQ 不平衡估计器与补偿器 330 的输入信号设为 y(n)， 并 假设是以 xI(n)+j{CxI(n)+GxQ(n)}(n 为数字时间指数 ) 的形态表现。
图 4 示意本发明提供的 IQ 不平衡估计器中的串扰增益估计器 320。 PI 为通过同相 信号平均功率估计器 321 而被估计的同相信号的平均功率的值。作为求出该值的一个例， 可以将估计器输入信号 y(n) 的实部进行自乘之后， 在时间轴上累积后求出平均。其公式表 示如下 ：
【公式 2】于图中， CIQ 为通过 I/Q 交叉相关估计器 322 与用于求出绝对值的绝对值函数组件 而对同相信号与正交信号的交叉相关进行估计的值。作为用于求出该值的一个例， 可以将 估计器输入信号 y(n) 的实部乘于虚部后， 在时间轴上进行累积后求出平均， 再求出该值的 绝对值。其公式表示如下 ：
【公式 3】 其中， 当 Im{y(n)} 中存在串扰成分时， 根据假设 2， 公式 3 成为 ：【公式 4】
因此， 当串扰增益 C 被准确地估计时， CPI 与 CIQ 的值应该相同。本发明所提供的串 扰增益估计器的误差检测器就是利用此特性。
本发明所提供的串扰增益估计器 320 中， 增 / 减增益控制器 324 被输入误差检测 器的输出 CU、 CD 值， 从而输出用于增加或减少串扰增益值所需的增益值。
其中， 当 CPI 值大于高阈 TH 的情况下， CD 值为 1， CU 值为 0， 为了使增益减少而输出 小于 1 的 GD， 当小于低阈 TL 的情况下， CD 值为 0， CU 值为 1， 为了使增益 UL 或者 GD， L。相反地， 增加而输出大于 1 的 GU， UL 或者 GU， L。
当不属于该两种情况时， CU 与 CD 的值均为 0， 串扰增益则维持不变。其中设置阈值 而对增益进行调节的理由在于 ： 当增 / 减增益控制器 324 的输入 PI、 CIQ 的值因单纯的估计 误差而小幅度振荡时， 用于调节增益。
这时， GU， ‘开锁’ 的情况下所被使 UL 与 GD， UL 是在图 2 中的锁定检测器 310 的状态为 用的值， 用于加大增益调节的幅度， GU，L 与 GD，L 是在 ‘锁定’ 的情况下所被使用的值， 用于减
小增益调节的幅度。
例如， GU， 1.2， 而 GU， 1.01。 UL 与 GD， UL 分别可以设为 0.8、 L 与 GD， L 分别可以设为 0.99、 高阈与低阈的值通过对 CIQ 分别乘于高阈权重值与低阈权重值的值而求出。这时的高阈权 重值为大于 1 的值， 而低阈权重值为小于 1 的值。例如， 高阈权重值可以设为 1.15， 低阈权 重值可以设为 0.85。
当 IQ 不平衡的补偿结果完美时， 根据假设 1， 同相信号与正交信号的平均功率必 须相同。本发明所提供的正交路径增益估计器 340 的误差检测器就是利用了此特性 ( 图 5)。图 5 中的 PQ、 C 为通过正交信号平均功率估计器对 IQ 不平衡补偿后的正交信号的平均 功率进行检测的值。作为求出该值的一个例， 可以采用对估计器输入信号 yC(n) 的虚部进 行自乘后， 在时间轴上进行累积后求出平均的方法。该公式表示如下 ：
【公式 5】本发明所提供的正交路径增益估计器 340 中， 增 / 减增益控制器 343 被输入误差 检测器的输出 QU、 QD 值， 从而输出增加或减少正交路径增益值所需的增益值。
这时， 当 PI 值大于高阈 TH 的情况下， QU 值为 1， QD 值为 0， 为了使增益增加而输出 大于 1 的 GU， 当小于低阈 TL 的情况下， QU 值为 0， QD 值为 1， 为了使增益 UL 或者 GU， L。相反地， 减少而输出小于 1 的 GD， UL 或者 GD， L。
当不属于该两种情况时， QU 与 QD 的值均为 0， 正交路径增益维持不变。其中设置阈 值来调节增益的原因在于， 当增 / 减增益控制器 343 的输入 PI、 PQ、 C 的值因单纯的估计误 差而小幅度振荡时， 用于调节增益。
这时， GU， ‘开锁’ 的情况下所被使 UL 与 GD， UL 是在图 2 中的锁定检测器 310 的状态为 用的值， 用于增加增益调节的幅度， 而 GU， ‘锁定’ 的情况下所被使用的值， 用于 L 与 GD， L 是在减少增益调节的幅度。例如， GU， 1.2， 而 GU， UL 与 GD， UL 分别可以设为 0.8、 L 与 GD， L 分别可以设 为 0.99、 1.01。
另外， 所述四个值可能与串扰增益估计器 320 中增 / 减增益控制器 324 使用的值 相同， 也有可能不同。在这种情况下， 高阈与低阈的值是通过对 PQ、 C 分别乘于高阈权重值 与低阈权重值的值而求出。这时的高阈权重值为大于 1 的值， 而低阈权重值为小于 1 的值。 例如， 高阈权重值可以设为 1.15， 低阈权重值可以设为 0.85。另外， 所述两个值可能与串扰 增益估计器 320 所使用的值相同， 也有可能不同。
本发明所提供的锁定检测器 310 为用于判断 IQ 不平衡估计器与补偿器 (330) 是 否达到了稳定地进行工作的稳定状态的组件 ( 图 6)。
锁定状态寄存器 315 的作用在于表示出 ‘开锁’ 状态与 ‘锁定’ 两种状态。仅在 ‘开 锁’ 状态可以转换成 ‘锁定’ 状态， 在 ‘锁定’ 状态下， 不依靠系统复位则无法回到 ‘开锁’ 状 态。
从 ‘开锁’ 状态转换到 ‘锁定’ 状态的条件为 ： 串扰增益估计器与正交路径增益估 计器的误差检测器的输出 CU、 CD、 QU、 QD 值均为 0， 并且总的执行测量时间长于预定的一定时 间 TM。在 ‘锁定’ 状态下， 可以不再对串扰增益与正交路径增益进行更新就使用， 也可以一 边继续更新一边使用。 图 7 示意本发明所提供的利用 IQ 不平衡估计器的输出作为串扰增益与正交路径 增益的 IQ 不平衡补偿器 320， 有方法 I、 方法 II 两种方法。方法 I 为先补偿串扰后对正交 路径增益进行补偿， 而方法 II 与此相反， 是先对正交路径增益进行补偿后对串扰增益进行 补偿。
以上对本发明的优选的实施例进行了说明， 但本案并不限于上述的特定实施例， 在不超出权利要求范围中所要求的本发明范畴内， 本发明所属技术领域的普通技术人员都 有可能进行多种变换实施， 但这样的变换实施不可以与本发明的技术思想或展望独立地进 行理解。