开关电源装置.pdf

在回扫方式的开关电源装置中能够在二次侧低损失并且可靠地检测输出负荷的大小。另外，通过二次侧的输出负荷的检测，实现同步整流控制的最佳化。在回扫方式的开关电源装置中具有负荷检测电路(21)，通过附加“2∶1”的权重比较在二次线圈(N2)输出的输出电压(Vo)和同步整流元件(SW2)的漏极电压(Vds2)，生成表示输出负荷的大小的信号。另外，根据负荷检测电路(21)的检测输出在低负荷时维持同步整流元件(SW2)关断。

1.  一种开关电源装置，为回扫方式的开关电源装置，具备：具有一次线圈和二次线圈的变压器、通过接通/关断动作对所述一次线圈断续地施加电压的开关元件、以及对所述二次线圈的电流进行整流的同步整流元件，从所述一次线圈一侧输入电力在所述二次线圈一侧进行电压输出，该开关电源装置的特征在于，
具有负荷检测电路，附加预定的权重来比较在所述二次线圈一侧输出的输出电压和所述同步整流元件以及所述变压器之间的节点的电压，由此生成表示输出负荷的大小的信号。

2.  根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述同步整流元件是MOSFET，
所述同步整流元件和所述变压器之间的节点的电压是所述MOSFET的漏极-源极间电压，或者是漏极端子和大地之间的电压。

3.  根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
具有二次侧控制电路，在根据所述负荷检测电路的检测输出判别为输出负荷大时进行所述同步整流元件的接通/关断控制，另一方面，在判别为输出负荷小时中止所述同步整流元件的接通/关断控制。

4.  根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，
所述同步整流元件是具有体二极管的功率晶体管，
在通过所述二次侧控制电路中止了所述同步整流元件的接通/关断控制时，所述二次线圈的电流经由所述同步整流元件的体二极管被进行整流。

5.  根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述负荷检测电路具有：
分压电路，分别对所述输出电压和所述同步整流元件与所述变压器之间的节点的电压进行分压，来附加所述预定的权重；和
模拟比较器，比较由所述分压电路分压后的所述输出电压和所述同步整流元件的端子电压的大小，
通过从所述模拟比较器输出的脉冲信号的脉冲宽度或者输出频度表示输出负荷的大小。

6.  根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
设所述变压器的一次线圈和二次线圈的匝数比为N：1，
设输出电压为Vo，
设输入电压为Vin，
设定为Vo＜Vin/N。

开关电源装置
技术领域
本发明涉及具有同步整流元件的回扫方式的开关电源装置。
背景技术
如图5所示，具有在变压器T51的二次侧具有同步整流元件SW52的回扫方式的开关电源装置50。在这样的电源装置50中，在一次侧的开关元件SW51接通期间，当二次侧的同步整流元件SW52接通时，经由二次线圈N52和同步整流元件SW52使输出端子之间短路，所以需要控制同步整流元件SW52，使一次侧的开关元件SW51和同步整流元件SW52不同时接通。另外，为了对变压器T51的一次侧和二次侧进行绝缘，有时不能向二次侧控制电路52直接发送在一次侧控制电路51中使用的控制信号。
作为现有的同步整流元件SW52的控制方式，例如有通过电流变压器检测流过二次侧的电流的极性，根据该极性切换同步整流元件SW52接通/关断的方式。
另外，还提出了与同步整流元件串联地插入电感器，由这些同步整流元件以及电感器的两端电压检测流过二次侧的电流的极性，在检测到正向电流的特性时接通同步整流元件，在检测到反向电流的特性时关断同步整流元件(例如专利文献1)。
【专利文献1】特开平10-74936号公报
发明内容
本发明的发明者研究在上述那样的回扫方式的开关电源装置50中是否能够不追加电流变压器、电感器等部件来实现同步整流元件SW52的关断定时的检测。
研究的结果，作为同步整流元件SW52的关断定时的检测方法，考虑以下的方法：测定同步整流元件SW52的漏极-源极间电压Vds52，如图6(b)所示，把该电压Vds52超过预定的阈值Vth的状态Q1作为关断定时来进行检测。在同步整流元件SW52的接通期间，因为流过同步整流元件SW52的二次侧电流I2慢慢减小，所以可以检测同步整流元件SW52的接通电阻导致的电压降，作为关断定时检测该二次侧电流I2低于预定值的状态Q1。
另一方面，在采用上述那样的关断定时的检测方法时，如图6(a)、(b)所示，在一次侧的开关元件SW51接通的瞬间，在同步整流元件SW52的漏极电压Vds52中产生减幅振荡，如图6(b)的时刻Q2所示，有时由于减幅振荡漏极电压Vds52一时超过上述的阈值电压Vth。因此，在不采取任何措施时，在使同步整流元件SW52接通后，在由于减幅振荡漏极电压Vds52超过阈值电压Vth的时刻Q2，存在错误地将同步整流元件SW52关断的问题。
一般，为了解决这样的问题，如图6(c)的阴影部分所示，考虑在从接通同步整流元件SW52的定时到减幅振荡消失的期间，设定强制持续接通同步整流元件SW52的最小接通时间T01。
但是，当设定上述那样的最小接通时间T01时，如图6(a)的状态Q3所示，在开关电源装置50的输出负荷变轻，在最小接通时间T01的期间内二次侧电流I2低于零电流时，在图6(b)的时刻Q1a，即便同步整流元件SW52的漏极电压Vds52没有受到减幅振荡的影响反映二次侧电流I2超过了阈值电压Vth，也进行等待直到经过最小接通时间T01的时刻Q1，才关断同步整流元件SW52，所以在该期间，如图6(a)的状态Q3所示，判定有时在二次侧电流I2中产生逆流。
因此，考虑需要在变压器T51的二次侧检测开关电源装置50的输出负荷的大小，由此来避免上述的不良情况。
另外，认为如果能够在变压器T51的二次侧可靠地判定开关电源装置50的输出负荷的大小，则可以例如改变检测同步整流元件SW52的接通/关断定时的检测方法，实现其他有效的处理。
可以通过在二次侧电流I2的电流路径上设置电流检测电阻、测量该电阻的两端电压来判定输出负荷的大小，但是存在以下的问题：如果使电流检测电阻的电阻值为较小的电阻值，则难于进行精度良好的检测，如果使电阻值较大则损失增大。
本发明的目的在于在回扫方式的开关电源装置中，可以不附加复杂的电路结构、不产生大的损失地在变压器的二次侧可靠地进行输出负荷大小的判定。
本发明的另一目的在于在回扫方式的开关电源装置中，通过在变压器的二次侧可靠地检测输出负荷的大小，来谋求同步整流元件的动作控制的最优化，实现高的转换效率。
为了实现上述目的，第一方式的发明的特征为：一种回扫方式的开关电源装置，具备：具有一次线圈和二次线圈的变压器、通过接通/关断动作对所述一次线圈断续地施加电压的开关元件、以及对所述二次线圈的电流进行整流的同步整流元件，从所述一次线圈一侧输入电力在所述二次线圈一侧进行电压输出，该回扫方式的开关电源装置的特征为：具有负荷检测电路，附加预定的权重来比较在所述二次线圈一侧输出的输出电压和所述同步整流元件以及所述变压器之间的节点的电压，由此生成表示输出负荷的大小的信号。
第二方式的发明的特征为：在第一方式的开关电源装置中，所述同步整流元件是MOSFET，所述同步整流元件和所述变压器之间的节点的电压是所述MOSFET的漏极-源极间电压，或者是漏极端子和大地之间的电压。
第三方式的发明的特征为：在第一方式的开关电源装置中，具有二次侧控制电路，在根据所述负荷检测电路的检测输出判别为输出负荷大时进行所述同步整流元件的接通/关断控制，另一方面，在判别为输出负荷小时中止所述同步整流元件的接通/关断控制。
第四方式的发明的特征为：在第三方式的开关电源装置中，所述同步整流元件是具有体二极管的功率晶体管，在通过所述二次侧控制电路中止了所述同步整流元件的接通/关断控制时，所述二次线圈的电流经由所述同步整流元件的体二极管被进行整流。
第五方式的发明的特征为：在第一方式的开关电源装置中，所述负荷检测电路具有：分压电路，分别对所述输出电压和所述同步整流元件与所述变压器之间的节点的电压进行分压，来附加所述预定的权重；和模拟比较器，比较由所述分压电路分压后的所述输出电压和所述同步整流元件的端子电压的大小，通过从所述模拟比较器输出的脉冲信号的脉冲宽度或者输出频度表示输出负荷的大小。
第六方式的发明的特征为：在第一方式的开关电源装置中，设所述变压器的一次线圈和二次线圈的匝数比为N∶1，设输出电压为Vo，设输入电压为Vin，设定为Vo＜Vin/N。
根据本发明，通过使用负荷检测电路，能够得到以下的效果：可以通过简单的电路结构，损失较小地并且可靠地判定输出负荷的大小。该负荷检测电路通过附加预定的权重比较输出电压和同步整流元件的变压器一侧的端子电压，生成表示输出负荷的大小的信号。
另外，通过根据上述的负荷检测电路的检测信号使同步整流元件的控制方式改变，能够谋求同步整流元件的动作的最佳化，实现高的转换效率。
附图说明
图1是表示本发明的第一实施方式的开关电源装置的结构图。
图2是说明图1的开关电源装置的动作的时序图。
图3是表示本发明的第二实施方式的开关电源装置的结构图。
图4是说明图3的开关电源装置的动作的时序图。
图5是表示现有的一般的回扫方式的开关电源装置的结构图。
图6是说明回扫方式的开关电源装置的动作的一例的时序图。
符号说明
1、1A开关电源装置；SW1开关元件；SW2同步整流元件；21、21A负荷检测电路；R1、R2分压电阻；R3、R4分压电阻；211、211b比较器；22、22A二次侧控制电路；T1变压器；N1一次线圈；N2二次线圈
具体实施方式
下面根据附图说明本发明的实施方式。
(第一实施方式)
图1是表示本发明的第一实施方式的开关电源装置的结构图。
第一实施方式的开关电源装置1是回扫方式的电源装置，具备：具有一次线圈N1以及极性反转的二次线圈N2的变压器T1、对一次线圈N1断续地施加输入电压Vin的开关元件(例如N沟道功率MOSFET)SW1、进行该开关元件SW1的接通/关断控制的一次侧控制电路11、使输入电压Vin平滑的平滑电容器C1、对流过二次线圈N2的电流进行整流的同步整流元件(例如N沟道功率MOSFET)SW2、使输出电压Vo平滑的平滑电容器C2、通过二次侧的电压比较，生成并输出表示输出负荷的大小的信号的负荷检测电路21、以及进行同步整流元件SW2的接通/关断控制的控制电路22。
变压器T1的一次线圈N1和二次线圈N2的匝数比为“N∶1”，另外，该匝数比是输入电压Vin和输出电压Vo的关系，被设定为满足下式(1)。
Vin/N＞Vo    ...(1)
虽然省略了图示，但一次侧控制电路11例如在经由光电耦合器检测输电压Vo，或者在变压器T1中设置辅助线圈，根据辅助线圈的电压检测输电压Vo的同时，对开关元件SW1进行接通/关断控制，以使输出电压Vo稳定。一次侧的控制方式没有特别的限定，在该实施方式中，采用脉冲宽度调制(PWM)方式的控制。无论是自激式的控制方式还是他激式的控制方式都可以。
同步整流元件SW2是把流过二次线圈N2的电流限制为一个方向的元件，例如，在一次侧的开关元件SW1被接通在变压器T1的铁芯中积蓄能量的期间同步整流元件SW2被关断，使线圈N2的电流停止。另外，在一次侧的开关元件SW1关断的期间，同步整流元件SW2被接通或者经由体二极管使电流向整流方向流动。通过在整流时被接通，能够减少整流元件的电力损失，实现开关电源装置1进行的电压转换的高效化。在该实施方式中，同步整流元件SW2被设置在二次线圈N2和接地端子之间的电流路径上。
负荷检测电路21具有导入同步整流元件SW2和变压器T1的中间节点A的电压Vds2，以预定比率进行分压的第一分压电路(R1，R2)、导入输出电压Vo以预定比率进行分压的第二分压电路(R3，R4)、以及比较第一分压电路和第二分压电路的输出的大小的模拟比较器211。
分别设定第一分压电路(R1，R2)和第二分压电路(R3，R4)的电阻值，以使各分压比成为“(2+α)∶1”(α是余度值，为0～0.5等)的大小。即，通过这样的第一和第二分压电路，在比较器211的非反转输入端子上施加中间节点A的电压Vds2乘以系数g1后的电压，在比较器211的反转输入端子上施加输出电压Vo乘以系数(2+α)×g1后的电压，在比较器211中比较中间节点A的电压Vds2和输出电压(2+α)×Vo的电压。
在该实施方式中，在二次线圈N2的正极侧的端子和大地之间的电流路径上仅连接了同步整流元件SW2，另外，在二次线圈N2的负极侧的端子和输出端子之间的电流路径上没有连接任何元件。因此，上述的中间节点A的电压与同步整流元件SW2的源极-漏极间电压Vds2为相同值，另外，在第二分压电路(R3，R4)中输入的输出电压Vo和二次线圈N2的负极侧的端子电压为相同值。
此外，在二次线圈N2的一方端子和输出端子之间，例如连接了电流检测电阻或者其他的检测用元件等时，由于这些元件在负荷检测电路21中导入的电压有微小的变化，但只要是从二次线圈N2的一方端子到输出端子之间的节点，则在负荷检测电路21中导入的电压可以采用任何位置的电压。
另外，同样，在二次线圈N2的另一方端子和大地之间，除了同步整流元件SW2之外例如连接了电流检测电阻或其他的检测用元件时，由于这些元件在负荷检测电路21中导入的电压有微小的变化，但只要是二次线圈N2的另一方端子和同步整流元件SW2的中间的节点，则在负荷检测电路21中导入的电压可以采用任何位置的电压。
比较器211在第一分压电路(R1，R2)的输出比第二分压电路(R3，R4)的输出高时输出高电平的信号，在相反的状态下输出低电平的信号。在一次侧的开关元件SW1的接通期间输出该比较器211的高电平信号，将在后面进行详细地叙述。在该实施方式的开关电源装置1中，因为一次侧的控制是PWM控制，所以根据上述比较器211的高电平信号的脉冲宽度，如果该脉冲宽度宽则可以判别为输出负荷大，如果该脉冲宽度窄则可以判别为输出负荷小。
虽然省略了图示，但二次侧控制电路14从检测同步整流元件SW2的接通定时的电路或检测关断定时的电路，接收接通定时检测信号或关断定时检测信号，根据这些检测信号对同步整流元件SW2进行接通/关断控制。接通定时或关断定时的检测方法没有特别的限定，例如可以根据同步整流元件SW2的源极-漏极间电压Vds2，检测一次侧的开关元件SW1关断，漏极电压Vds2降低的状态来作为接通定时，或者检测二次侧电流I2接近零的状态来作为关断定时。此外，还可以使用电流检测电阻或者电流检测用电路元件检测二次侧的电流极性，根据该检测结果检测接通定时或关断定时。
另外，在该二次侧控制电路14中，为了不会由于一次侧的开关元件SW1的接通或关断而导致的在二次线圈N2中产生的减幅振荡，从而错误地控制同步整流元件SW2，还设定了一旦使同步整流元件SW2接通则在经过预先设定的时间之前强制地持续接通的最小接通时间T01。
并且，二次侧控制电路14监视来自负荷检测电路21的输出，进行输出负荷是否比预定值大的判定，仅在存在表示输出负荷大于预定值的检测输出的情况下，才进行接通同步整流元件SW2的控制，另一方面，在存在表示输出负荷小于预定值的检测输出时，不进行接通同步整流元件SW2的控制，进行一直使同步整流元件SW2关断的控制。
下面说明上述结构的开关电源装置1的动作。
图2表示说明图1的开关电源装置1的动作的时序图。
一次侧控制电路11为了使输出电压Vo稳定，通过脉冲宽度调制使开关元件SW1的控制电压Vgs1成为高电平输出或者低电平输出，来对开关元件SW 1进行接通/关断驱动(参照图2(a))。另外，二次侧控制电路22接收关断定时检测信号，如果二次侧电流I2接近零则进行控制以使控制电压Vgs2成为低电平，使同步整流元件SW2变为关断。
因此，在图2的一次侧的开关元件SW1接通的期间，同步整流元件SW2被关断，如图2(c)所示，中间节点A的电压Vds2成为使输出电压Vo和二次线圈N2的电压“Vin/N”相加后的高电压。
另外，当一次侧的开关元件SW1关断时，变压器T1的二次线圈N2的电压反转，在同步整流元件SW2的体二极管(寄生二极管)中流过电流，或者通过该电流的检测向二次侧控制电路22发送接通定时检测信号，由此使控制电压Vgs2成为高电平，接通同步整流元件SW2。通过这样的动作，如图2(c)所示，在流过二次侧电流I2的期间，在负荷检测电路21中导入的中间节点A的电压Vds2被大致箝位为零电压。
另一方面，在为电流不连续模式时，产生一次侧的开关元件SW1和二次侧的同步整流元件SW2两者变为关断，并且电流I1、I2都成为零的期间。另外，在该期间T1中，通过变压器T1的一次线圈N1的电感、和一次侧的开关元件SW1具有的寄生电容量等产生共振。然后，该共振电压传递到二次线圈N2，如图2(c)所示，在同步整流元件SW2的漏极电压Vds2中产生共振电压Vr。在二次侧，由于同步整流元件SW2，漏极电压Vds2大大低于零电压，所以上述的共振电压Vr为中心电压是输出电压Vo，振幅为“2×Vo”左右的电压。
这里，因为变压器T1的匝数比为上述数学式(1)的关系，所以如图2(c)所示，一次侧的开关元件SW1接通的期间的漏极电压Vds2(＝“Vo+Vin/N”)与共振期间的漏极电压Vds2的最高电压(＝2Vo)相比，前者大。
因此，在负荷检测电路21中，通过附加“1∶(2+α)”的权重来比较漏极电压Vds2和输出电压Vo，如图2(f)所示，仅在开关元件SW1接通的期间(漏极电压Vds2成为高电压期间)得到成为高电平的检测输出。
另外，在变压器T1的一次线圈N1和二次线圈N2的某一个中必定流过电流的电流连续模式时，上述的漏极电压Vds2为被箝位在地电位的附近，或者上升到电压(“Vo+Vin/N”)中的某一种，所以通过在负荷检测电路21中进行和上述同样的电压比较，仅在开关元件SW1接通的期间(漏极电压Vds2成为高电压的期间)得到成为高电平的检测输出。
因此，在二次侧控制电路22中，能够根据负荷检测电路21的检测输出测量一次侧的开关元件SW1的接通信号的脉冲宽度，由此能够判别输出负荷的大小。
在二次侧控制电路22中，例如图2(g)所示，与负荷检测电路21的检测输出成为高电平的定时同步地生成用于判定轻负荷的一定脉冲宽度的基准脉冲。然后，检测该基准脉冲和负荷检测电路21的检测输出中哪个先成为低电平，来比较两者的脉冲宽度。结果，如图2(f)的检测脉冲P01所示，在检测脉冲P01的脉冲宽度比基准脉冲宽时，判别为负荷大于预定值，如果输入了下一个接通定时检测信号，则使同步整流元件SW2的控制信号Vgs2成为高电平，进行接通同步整流元件SW2的控制。
在进行接通控制时，进一步为了避免减幅振荡导致的误控制，设定减幅振荡平息的程度的最小接通时间T01(参照图2(b))，在该期间即便输入了关断定时检测信号，也进行强制地使同步整流元件SW2持续接通的控制。
另一方面，如图2(f)的检测脉冲P02所示，在检测脉冲P02的脉冲宽度比基准脉冲窄时，判别为负荷小于预定值，即使输入连续的接通定时检测信号，也使控制信号Vgs2维持低电平不变，不进行使同步整流元件SW2接通的控制。
当在负荷较小时使同步整流元件SW2接通时，如图2(b)的虚线的脉冲信号所示，最小接通时间T01比在使同步整流元件SW2接通后到二次侧电流I2成为零的期间长，在最小接通时间T01的结束的期间在二次侧电流I2中产生逆流。
但是，在上述的二次侧控制电路22中，在检测脉冲P02的脉冲宽度比基准脉冲窄时，中止同步整流元件SW2的接通控制，所以二次侧电流I2经由同步整流元件SW2的体二极管而流动，如果二次侧电流I2降低到零则通过体二极管的整流作用电流I2停止，不产生逆电流。另外，在输出负荷小时，因为二次侧电流I2不会成为大电流，所以即便使二次侧电流I2流过体二极管，损失也不会变得那么大。并且，能够减低对由功率MOSFET构成的同步整流元件SW2的栅极端子进行驱动的驱动损失。
如上所述，通过在该实施方式的开关电源装置1中设置的负荷检测电路21比较二次侧电路的两个节点的电压(输出电压Vo和同步整流元件SW2的漏极电压Vds2)，能够检测一次侧的开关元件SW1的接通期间，由此生成表示输出负荷大小的检测输出。根据这样的负荷检测电路21的结构，能够低损失并且可靠地检测输出负荷的大小。
另外，根据该实施方式的开关电源装置1，因为根据负荷检测电路21的检测输出，仅在输出负荷大时进行同步整流元件SW2的接通/关断控制，在输出负荷小时中止同步整流元件SW2的接通/关断控制，所以例如可以避免由于设定最小接通时间，在低负荷时二次侧电流I2逆流。另外，削减低负荷时的同步整流元件SW2的驱动损失，此外，在低负荷时同步整流元件SW2接通的情况与在体二极管中流过电流的情况相比，损失的差别不大，所以综合来讲，得到使低负荷时的同步整流控制最优化，能够提高电力效率的效果。
(第二实施方式)
图3是表示本发明第二实施方式的开关电源装置1A的结构图。图4是说明该开关电源装置的动作的时序图。
第二实施方式的开关电源装置1A把一次侧控制电路11A的控制方式设为PFM(脉冲频率调制)方式。
另外，作为负荷检测电路21A的比较器211b，采用使两个输入端子的极性与第一实施方式相反的结构。其他的结构与第一实施方式的结构相同，并省略说明。
如图4(a)所示，在第二实施方式的开关电源装置1A中，通过PFM控制根据大体恒定宽度的接通信号(控制电压Vgs1的高电平信号)使一次侧的开关元件SW1接通，并且，对应输出负荷调制该接通信号的频率。即，在输出负荷大时，以短的周期输出控制电压Vgs1的高电平信号，在输出负荷小时，以长的周期输出控制电压Vgs1的高电平信号。
第二实施方式的负荷检测电路21A与第一实施方式相同，通过比较器211b比较输出电压Vo的“(2+α)”倍的电压和同步整流元件SW2的漏极电压Vds2，但是如图4(f)所示，极性与第一实施方式相反，在漏极电压Vds2高时输出低电平信号，在漏极电压Vds2低时输出高电平信号。
因此，从负荷检测电路21A得到通过脉冲宽度PW1～PW4表示输出开关元件SW1的接通信号(控制信号Vgs1的高电平信号)的时间间隔的检测输出。即，在高负荷时，因为开关元件SW1的接通信号的周期变短，所以负荷检测电路21A的高电平输出的脉冲宽度PW1、PW2变短，在低负荷时，因为开关元件SW1的接通信号的周期变长，所以负荷检测电路21A的高电平输出的脉冲宽度PW3、PW4变长。
二次侧控制电路22A与第一实施方式相同，将负荷检测电路21A的高电平输出的脉冲宽度PW1～PW4与基准脉冲进行比较，如果比基准脉冲短则判别为负荷比预定值大，进行同步整流元件SW2的接通/关断控制，另一方面，如果负荷检测电路21A的高电平输出的脉冲宽度PW1～PW4比基准脉冲长则判别为负荷比预定值小，中止同步整流元件SW2的接通/关断控制。
这样，在PFM控制的开关电源装置1A中，也能够通过负荷检测电路21A可靠并且低损失地检测负荷的大小，由此能够进行与负荷相对应的最佳的同步整流元件SW2的控制。
此外，本发明不限于上述第一以及第二实施方式，能够进行各种变更。例如，在上述实施方式中，表示了为了在低负荷时停止同步整流元件SW2的接通/关断控制，使用负荷检测电路21、21A的例子，但是，还可以在二次侧的各种控制中使用负荷检测电路21、21A的检测输出，例如输入负荷检测电路21、21A的检测输出，判定开关电源装置1的动作模式是电流连续模式(高负荷)还是电流不连续模式(低负荷)的动作状态，由此切换同步整流元件SW2的动作定时的检测方法。
另外，在负荷检测电路中为了比较输出电压Vo和漏极电压Vds2，通过第一分压电路(R1，R2)和第二分压电路(R3，R4)以预定的比率进行分压来进行比较，但是如果进行比较的两个电压能够以1∶(2+α)的比例附加权重，则也可以仅对一方的电压进行分压，或者使一方或者两方的电压升压来进行比较。
此外，还可以把开关元件或同步整流元件变更为各种功率晶体管，在不脱离本发明的的宗旨的范围内可以应用在实施方式中表示的细部结构以及方式等。