多层基板模块及无线便携终端 本申请是下述申请的分案申请：
发明名称：“多层基板模块及无线便携终端”
申请日为：2000年6月29日
申请号为：00812234.2(PCT/JP00/04305)
【技术领域】
本发明涉及多层基板模块，更详细地讲，涉及形成在高频区域中进行工作的电子电路的多层基板模块，以及具备安装在这种多层基板模块上的电路的无线终端装置。
背景技术
近年来，电子设备正在向小型轻量化发展，在电子设备中使用的电路基板也以配合该动向的形式，向小型轻量化、薄型化及复合化发展。特别是，在以便携电话机为代表的利用了高频的无线通信装置中，从陶瓷的出色的介电特性等和多层化技术出发，使用了陶瓷的多层基板正在被应用，近年来正在向小型、薄型化方向发展。
即，构成这种无线通信装置的电子设备的电子电路群，可以作为在多层基板上形成的多层基板模块来进行使用。在这样的多层基板模块中，不仅在基板的上表面安装集成电路群，而且在基板内部的层中也积极地形成电路元件，由于使用这些电路元件而构成电子电路群，因此对于小型、轻量化特别有利。
图18是用于表示这种多层基板模块中地电子电路的一般配置例的多层基板模块的剖面图。
参照图18，多层基板模块100安装在主板10上，从设置在主板10的接地节点20接受用于接地的基准电位Vss的供给。多层基板模块100由叠层了多层陶瓷等构成的绝缘层105而形成。
多层基板模块100在内部具备电子电路210、220、230。以下，还把在多层基板模块内形成的电子电路简单地称为内部电路。在绝缘层105或者多层基板模块的上表面，配置用于构成内部电路的电路元件。一般，线圈或者电阻等无源元件形成在绝缘层内部，晶体管或者二极管等半导体元件作为集成电路安装在多层基板模块的表面。
在图18中，作为一例，示出多层基板模块由3个内部电路210、220、230构成的例子。内部电路210包括形成在绝缘层105上的电路元件211及212。同样，内部电路220包括安装在多层基板模块上的作为集成电路的电路元件221和形成在绝缘层105上的电路元件222、223。内部电路230包括形成在绝缘层105上的电路元件231、232及233。
虽然没有图示细节，但是，在多层基板模块100内，适当地设置了用于把这些电路元件之间连接的图形布线。多层基板模块100与主板10之间的电信号的收发例如通过作为引脚端子设置的信号传递节点202进行。另外，为了使多层基板模块100接地，把这些信号传递节点中的至少一个与设置在主板10上的接地节点20连接。以下，还把这些信号传递节点简单地称为引脚端子202，把信号传递节点中与接地节点相连接的节点称为接地引脚端子204，以便与引脚端子202区别。
在多层基板模块100内，沿着高度方向形成与接地引脚端子204连接的主接地布线150，使得贯通绝缘层105。在各个内部电路与主接地布线150之间，分别设置副接地布线215、225、235。通过这些主接地布线150以及副接地布线215、225、235、各个内部电路与设置在安装了多层基板模块100的主板上的接地节点20电连接，能够接受用于接地的基准电位Vss的供给。以下，还简单地把主接地布线和副接地布线总称为接地布线群。
但是，当设置在多层基板模块内的这些内部电路是利用了高频的电路时，由于受到接地布线群的寄生电感的影响，有可能损害工作的稳定化。
图19是用于说明由于接地布线群的寄生电感的影响，在内部电路产生的问题的概念图。在图19中，代表性地示出内部电路210与220之间产生的问题。
参照图19，内部电路21经过副接地布线215及主接地布线150与接地节点20电连接。同样，内部电路220经过副接地布线225及主接地布线150与接地节点20连接。这里，如果用Lgrd表示主接地布线150的寄生电感，则伴随着高频化，由寄生电感Lgrd产生的阻抗Z＝ω×Lgrd(ω＝2×π×f，f是电流的频率)增大。
因此，在高频工作时，原来要从内部电路210流向接地节点20的地电流Igrd，有可能不通过阻抗大的主接地布线150而通过副接地布线225，流入到其它的内部电路220(Igrd’)。
这样，如果地电流Igrd作为内流电流(inflow current)Igrd’而流入到其它的内部电路，则有可能产生该其它的内部电路220的工作不稳定。
这样的问题对于配置多层基板模块内的上层部分中的内部电路影响特别大，这是由于上层部分中的主接地布线150的寄生电感增大。
同样的问题，对于以半导体芯片为代表的安装在多层基板模块上的集成电路也存在。
图20是示出形成在多层基板模块上的多个电子电路的一般配置例的剖面图。
参照图20，内部电路230及240例如是搭载了半导体元件的集成电路。在这样的集成电路中，在背面形成用于接地的金属覆盖膜，该集成电路大多通过该金属覆盖膜接地。
例如，在图22的例中，作为集成电路的内部电路230及240分别通过金属覆盖膜235及245接地。
在把内部电路230及240一体地单芯片化，形成在多层基板模块上的情况下，把金属覆盖膜235及245一体化，作为一体的接地电极而起作用。从而，如果在一体化了的金属覆盖膜235及245与设置在多层基板模块100内的主接地布线150之间配置副接地布线255，则能够把配置在这些多层基板模块上的内部电路接地。
但是，即使对于这样配置的内部电路230及240，在高频工作时，也同样有可能发生在图19中说明过的地电流的绕流现象。对于配置在多层基板模块上的内部电路，特别是由于加长主接地布线150的路径长度，寄生电感Lgrd成为更大的值，因此进一步加大该影响。
另一方面，这样的问题即使对于形成在多层基板模块内的单一的内部电路有时也发生。例如，在采用了CDMA(码分多址)方式的便携电话机中，使用1～2GHz左右的频带，有可能在这种便携电话机内所具备的低噪声放大器(以下，也称为高频放大电路)及正交混频器中产生这样的问题。
图21是示出一般的高频放大电路的结构的电路图。
参照图21，高频放大电路300包括：作为放大元件的晶体管310；配置在其周边的电阻元件R1～R4；电容器C1～C5；以及电感器L。这些周边元件形成对于晶体管310的偏置电阻或者连接电容等。作为晶体管310代表性地使用场效应型晶体管。
高频放大电路300由驱动电位Vdd驱动，把输入到输入节点IN的电压信号放大，输出到输出节点OUT。由于高频放大电路300是一般的电路，因此对于其详细的工作省略说明。
图22是说明由于接地布线的寄生电感的影响，在高频放大电路300中产生的问题的概念图。
参照图22，用方块321～326表示图21中所示的周边元件(电阻元件，电容器、电感器)。在晶体管310中，根据向栅极311的输入，在漏极312及源极313之间形成电流通路，在输出节点OUT上表现响应该源、漏间电流的电位电平，由此，进行信号放大。
这种情况下，晶体管310的栅极311、漏极312及源极313分别经过表示周边元件的方块322、324及325与主接地布线150连接进行接地。这时，如图19所示，在高频工作时，由于由主接地布线150的寄生电感Lgrd产生的阻抗成为很大的值，因此将产生原来要流入接地节点20的漏极电流的一部分作为对于晶体管310的栅极311的输入而流入这样的现象。如果产生这样的现象，则晶体管310的放大作用成为不稳定，高频放大电路300有可能达到一般称为振荡现象的不稳定状态。
图23是示出正交混频器的配置的框图。
参照图23，90°分配器402把高频信号RF(频率frf)分配为互差90°相位的I信道用的高频信号RFI和Q信道用的高频信号RFQ。0°分配器404把本机振荡信号LO(频率flo)分配为同相位的信号。
正交混频器400包括I信道用的第1混频器410a和Q信道用的第2混频器410b。正交混频器400接受互差90°相位的I信道用的高频信号RFI及Q信道用的高频信号RFQ和本机振荡信号LO，生成基带信号线BBI及BBQ。高频信号RF例如在便携电话机中相当于接收波。本机振荡信号LO的频率flo是高频信号RF的频率frf的二分之一。
第1混频器410a根据I信道用高频信号RFI和本机振荡信号LO，生成基带信号BBI(频率|frf-flo|)。同样，第2混频器410b接受Q信道用高频信号RFQ和本机振荡信号LO，生成基带信号BBQ(频率|frf-flo|)。
图24是说明正交混频器的理想输出信号的波形图。
参照图24，在理想的状态下，第1混频器410a及第2混频器410b对称地进行工作，基带信号BBI和BBQ成为振幅相等，相位相互错开90°的信号。
图25是说明由于接地布线的寄生电感的影响，在正交混频器400中产生的问题的概念图。
在多层基板模块内形成正交混频器400的情况下，如果第1混频器410a及第2混频器410b与主接地布线150连接，则在前面说过的地电流的绕流引起的恶劣影响，不是从其它内部电路产生，而是在正交混频器电路内的第1混频器410a与第2混频器410b之间产生。
即，如图25所示那样，例如要从第1混频器410a流入到接地节点20的地电流Igrd由于主接地布线150的寄生电感Lgrd的影响，沿着用虚线所示的电流通路流入到第2混频器410b，有可能损害2个混频器的正交性。由于这样的流入电流Igrd’产生的恶劣影响，如图26所示，在基带信号BBI与BBQ之间会产生振幅误差ΔA或者相位误差Δφ从而损害正交混频器的正交精度这样的问题。
【发明内容】
本发明的目的是提供对于所安装的多个电子电路具有能够防止高频工作时工作不稳定的接地布线结构的多层基板模块。
本发明的另一个目的在于提供一种具备即使在高频工作时也能够确保充分的正交精度的安装在多层基板模块上的正交混频器的无线终端装置。
按照本发明，从外部电位节点接受基准电位的供给的多层基板模块具备：叠层的多个绝缘层；至少一个基准电位传递节点；多个内部电路；以及多条基准电位布线。基准电位传递节点与外部电位节点电连接。多个内部电路至少包括一个形成在各绝缘层及多层基板模块表面的某一个上的电路元件。为了传递基准电位，分别对应于多个内部电路而设置多条基准电位布线。
理想的是，分别对应于多个内部电路而设置基准电位传递节点，多条基准电位布线中的1条的寄生电感比其余的多条基准电位布线的每一条都小。
理想的是，对多个内部电路共同设置基准电位传递节点，多层基板模块还具备设置在多个绝缘层中的一个中的与基准电位传递节点电连接的共同布线节点，各基准电位布线在设置了共同布线节点的绝缘层中，与共同布线节点电连接。
理想的是，多层基板模块安装在主板上，多层基板模块还具备用于在与主板之间收发电信号的多个信号传递节点及设置成覆盖多层基板模块的外表面、与外部电位节点电连接的金属覆盖膜，各条基准电位布线与金属覆盖膜电连接，金属覆盖膜设置成与多个信号传递节点不接触。
理想的是，多个内部电路中的一个是安装在多层基板模块的上表面的第1集成电路，多个内部电路中的另一个是安装在多层基板模块的上表面的第2集成电路，第1及第2集成电路搭载在具有共同的金属电极的同一个芯片上，对应于第1及第2集成电路的基准电位布线分别直接设置在第1及第2集成电路与外部电位节点之间。
在这样的多层基板模块中，由于即使在高频工作时也能够可靠地把地电流导入到接地节点，因此能够防止内部电路的工作不稳定。
根据本发明的另一个方面，从多个信道中有选择地接收所希望的信道的无线终端装置具备：天线；本机振荡器；移相器；第1混频器电路；第2混频器电路；以及基带电路。天线接收包括多个信道的高频信号。本机振荡器产生本机振荡信号。移相器响应来自天线的高频信号，生成互差90°相位的第1及第2高频信号。第1混频器电路把来自移相器的第1高频信号与来自本机振荡器的本机振荡信号混合后生成第1基带信号。第2混频器电路把来自移相器的第2高频信号与来自本机振荡器的本机振荡信号混合后生成第2基带信号。基带电路把第1及第2基带信号解调。第1及第2混频器电路安装在从外部电位节点接受基准电位的供给的多层基板模块上。多层基板模块包括：叠层的多个绝缘层；与外部电位节点电连接的至少一个基准电位传递节点；为了传递基准电位，分别对应于第1及第2混频器电路而设置的第1及第2基准电位布线。
理想的是，无线终端装置还具备配置在天线与移相器之间，用于把来自天线的高频信号放大的放大电路，放大电路安装在多层基板模块上，放大电路包括用于进行信号放大的晶体管，晶体管具备：把高频信号作为输入来接收的控制节点；接受驱动电位的供给的同时，生成对于移相器电路的输出信号的第1导通节点；以及根据向控制节点输入，在与第1导通节点之间形成电流通路的第2导通节点，多层基板模块还具备：设置在第1控制节点与外部电位节点之间的第1子基准电位布线；与第1子基准电位布线独立地设置在第2导通节点与外部电位节点之间的第2子基准电位布线。
在这样的无线终端装置中，把正交混频器安装在有利于小型化的多层基板模块上，同时，在高频工作时也能够确保正交混频器的正交精度。
【附图说明】
图1是示出基于本发明实施形态1的多层基板模块的外观的概略图。
图2是图1所示的多层基板模块的X-X’剖面图。
图3是基于本发明实施形态2的多层基板模块的剖面图。
图4是示出基于本发明实施形态3的多层基板模块的外观的概略图。
图5是图4所示的多层基板模块的Y-Y’剖面图。
图6是示出具备基于本发明实施形态4的多层基板模块的便携电话机的总体结构的框图。
图7是示出图6所示的接收电路的具体结构的框图。
图8是示出图7所示的正交混频器的结构的电路图。
图9是示出基于本发明实施形态4的多层基板模块中的接地布线的配置一例的剖面图。
图10是示出基于本发明实施形态4的多层基板模块中的接地布线配置的其它一例的剖面图。
图11是示出在基于本发明实施形态4的多层基板模块上形成的正交混频器沿高度方向配置一例的剖面图。
图12是示出在基于本发明实施形态4的多层基板模块上形成的正交混频器沿水平方向配置的一例的俯视图。
图13是示出在基于本发明实施形态4的多层基板模块上形成的正交混频器沿高度方向配置的其它一例的剖面图。
图14是示出图7所示的低噪声放大器的电路图。
图15是示出2个集成电路的单芯片化的概念图。
图16是示出对于在基于本发明实施形态4的多层基板模块上形成的单芯片化了的低噪声放大器的接地布线配置例的剖面图。
图17是在基于本发明实施形态4的多层基板模块上形成的单芯片化了的低噪声放大器的电路图。
图18是用于表示这样的多层基板模块中的电子电路的一般配置例的多层基板模块的剖面图。
图19是说明由于接地布线的寄生电感的影响而在内部电路中产生的问题的概念图。
图20是示出在多层基板模块上形成的多个内部电路的一般配置例的剖面图。
图21是示出一般的高频放大电路的结构例的电路图。
图22是说明由于接地布线的寄生电感的影响，在图21所示的高频放大电路中产生的问题的概念图。
图23是示出正交混频器的配置的框图。
图24是说明正交混频器的理想的输出信号的波形图。
图25是说明由于接地布线的寄生电感的影响而在图23所示的正交混频器中产生的问题的概念图。
图26是用于说明图25所示的问题的波形图。
【具体实施方式】
以下，参照附图详细地说明基于本发明实施形态的多层基板模块。另外，在图中相同或者相当的部分上示出相同的符号，并且不重复其说明。
(实施形态1)
参照图1，基本发明实施形态1的多层基板模块110安装在主板10上。虽然没有图示细节，但是，在主板10上形成多个布线图形，通过把这些布线图形与例如作为引脚端子设置的信号传递节点202电连接，在主板10与形成在多层基板模块110内的内部电路之间能够收发电信号。
参照图2，多层基板模块110通过与设置在主板10上的接地节点20的连接，接受基准电位Vss的供给。以下，还把这样的基准电位Vss的供给简单地称为「接地」。例如，接地节点20的布线图形形成在主板10的背面，也在多层基板模块110的接地中使用。
为了使多层基板模块110接地，把这些信号传递节点中的至少1个与接地节点20电连接。以下，还把这些信号传递节点简单地称为引脚端子202，把信号传递节点中与接地节点20连接的节点称为接地引脚端子204，以便与引脚端子202区别。
多层基板模块110还具备分别与多个内部电路210、220及230对应而设置的多条接地布线160-1、160-2及160-3。关于构成各个内部电路的电路元件群，由于与在图18说明过的内容相同，因此不重复说明。另外，在本说明书中，把多层基板模块内的内部电路的个数取为3个只不过是一个例示，对于具有任意个数的内部电路的情况也能够适用本申请的发明的结构。
接地布线160-1、160-2、160-3分别与独立的多个接地引脚端子204-1、204-2、204-3连接。接地引脚端子204-1、204-2、204-3与接地节点20电连接。
各接地布线形成在贯通绝缘层105那样形成的通路孔内。
接地布线160-1配置在形成于接地引脚端子204-1与内部电路210之间的通路孔165-1中。同样，接地布线160-3通过形成在接地引脚端子204-3与内部电路230之间的通路孔165-3而设置。
接地布线160-2并联连接而形成在接地引脚端子204-2与内部电路220之间并列形成的多个通路孔165-2a、165-2b及165-2c中分别设置的多条接地布线162-2a、162-2b及162-2c。
这样，在多层基板模块内，通过按照每个内部电路设置接地布线，能够避免由于在内部电路之间的地电流的内流现象从而使电路工作不稳定的问题。
另外，通过把通路孔160-1的横截面做成比其它的通路孔大来加大接地布线160-1的横截面，能够抑制接地布线160-1的寄生电感值。另外，由于对于接地布线160-2并联连接多条接地布线，因此也能够抑制寄生电感值。
这样，根据需要加大设置接地布线的通路孔的横截面，或者并联连接设置形成在多个通路孔内的布线，能够特别地抑制与希望强化接地的内部电路对应而设置的接地布线的寄生电感。其结果，能够更可靠地防止高频工作时在内部电路之间的地电流的内流现象，从而使内部电路的工作稳定。
(实施形态2)
参照图3，基于本发明实施形态2的多层基板模块120与基于本发明实施形态1的多层基板模块110相同，具备多个内部电路210、220、230。关于内部电路的结构及个数，由于与在实施形态1中说明过的相同，因此不重复说明。
在本发明实施形态1中，由于采用按照多个内部电路的每一个设置接地引脚端子的结构，因此接地引脚端子需要对应于内部电路的个数，导致引脚数的增加。从而，在多层基板模块120中，在绝缘层105C，设置用于合并对于各个内部电路的接地布线的共同节点Ncmn，仅把该共同节点与接地引脚端子204连接。
分别对应于多个内部电路210、220及230而设置的多条接地布线170-1、170-2、170-3在配置共同节点Ncmn的绝缘层105C中连接。共同节点Ncmn通过在多个内部电路之间共有的接地引脚端子204，与接地节点20电连接。
特别是，通过把共同节点Ncmn设置在多层基板模块120内的下部的绝缘层，优选地最下层的绝缘层中能够使用很少个数的接地引脚端子抑制共同节点Ncmn与接地节点20之间的寄生电感，即在多个内部电路210、220、230之间共有的地电流通过部分的寄生电感。
通过采用这样的结构，能够使用很少个数的接地引脚端子，抑制内部电路之间的地电流的内流现象，从而能够使内部电路的工作稳定。
(实施形态3)
参照图4，基于本发明实施形态3的多层基板模块130与图1所示实施形态1示出的多层基板模块110相比较，在其外表面部(侧面部)上具备与接地节点20连接的金属覆盖膜270这一点不同。金属覆盖膜270与接地节点20电连接，作为接地电极而起作用。以除去接地端子204以外的引脚端子202与金属覆盖膜270不接触的方式、即以去除了该部分的形式来形成金属覆盖膜270。
参照图5，基于本发明实施形态3的多层基板模块130与基于本发明实施形态1的多层基板模块110相同，具备多个内部电路210、220、230。关于内部电路的结构及个数由于与在实施形态1说明过的相同，因此不重复说明。
分别对应于内部电路210、220及230而设置的接地布线180-1、180-2及180-3与作为接地电极而起作用的金属覆盖膜270电连接。这样，由于不通过沿着高度方向贯通绝缘层而设置的通路孔、而通过沿着水平方向配置的接地布线能够使各个内部电路接地，因此能够抑制各接地布线的寄生电感。
另外，引脚端子202由于设置成与用于接地的金属覆盖膜270不接触，因此在确保用于输入输出电信号的引脚端子的基础上能够强化这种内部电路的接地。
(实施形态4)
在实施形态4中，说明在作为要求精度特别高的高频工作的无线终端装置之一的便携电话机中所搭载的低噪声放大器及正交混频器向多层基板模块的安装。
参照图6，具备基于本发明实施形态4的多层基板模块的便携电话机500具备：天线510；发射电路512；接收电路514；以及收发分波器516。
该便携电话机采用CDMA方式，通过一根天线510同时进行发射和接收。从而，设定为使得发射频率与接收频率不同，但在这里，发射频率设定为比接收频率低。因此，收发分波器516由仅通过发射波TX的带通滤波器和仅通过接收波RX的带通滤波器构成。在接收电路514一侧几乎不通过发射波TX。
参照图7，接收电路514具备：低噪声放大器(LNA)518；带通滤波器(BPF)520；90°分配器402；本机振荡器524；同相(0°)分配器404；正交混频器400；低通滤波器532、534；以及基带电路536。
低噪声放大器518以高SN(信噪比)把通过了收发分波器516的接收波RX(以下，也称为高频信号RF)放大。带通滤波器520去除不需要的信号，仅通过所需要的高频信号RF。90°分配器402根据透过了带通滤波器520的高频信号RF，生成互差90°相位的I信道用的高频信号RFI和Q信道用的高频信号RFQ。
本机振荡器524振荡本机振荡信号LO。该本机振荡信号LO的频率flo是高频信号RF的频率frf的二分之一。0°分配器404把来自本机振荡器524的本机振荡信号LO分配到构成正交混频器400的第1混频器410a及第2混频器410b。提供给第1混频器410a及第2混频器410b的本机振荡信号LO的相位相同。
设置为I信道用的第1混频器410a把来自90°分配器402的高频信号RFI与来自0°分配器404的本机振荡信号LO混合后，生成I信道基带信号BBI及/BBI。该第1混频器410a是差动型(平衡型)，基带信号/BBI与基带信号BBI相差180°相位。
同样，设置为Q信道用的第2混频器410b把来自90°分配器402的高频信号RFQ与来自0°分配器404的本机振荡信号LO混合后，生成Q信道基带信号BBQ及/BBQ。该第2混频器也是差动型(平衡型)，基带信号/BBQ与基带信号BBQ相差180°相位。这样，第1混频器410a及第2混频器410b作为总体能够形成正交混频器400。
基带电路536接收由低通滤波器532、534透过的I信道基带信号BBI、/BBI及Q信道基带信号BBQ、/BBQ，解调成低频(声音)信号。
参照图8，第1混频器410a包括：用于使高频信号RFI通过的高通滤波器552a；用于使本机振荡信号LO通过的低通滤波器554a；用于把高频信号RFI与本机振荡信号LO混合的二极管对556a；以及连接在二极管对556a与接地节点20之间的电容器558a。第1混频器410a还包括构成用于通过输出到二极管对556a两端的I信道基带信号BBI、/BBI的低通滤波器的电感器560a、562a及电阻元件564a。
第1混频器410a通过接地布线570a接地到接地节点20。这里，用Lgda表示接地布线570a的寄生电感。
第2混频器410b也具有与第1混频器410a同样的结构，包括：高通滤波器552b；低通滤波器554b；二极管对556b；电容器558b；电感器560b、562b；以及电阻元件564b。对于第2混频器410b，配置接地布线570b，由此，第2混频器410b与接地节点20电连接而接地。用Lgdb表示接地布线570b的寄生电感。
这样，为了确保第1混频器410a与第2滤波器410b之间的正交精度，各个混频器具有相同的电路结构。
另外，图8中示出的偶次谐波混频器的结构不过是一个例示。以前说明过的由于寄生电感引起的现象对于一般的混频器也同样发生。从而，本申请发明的结构不是仅限于偶次谐波混频器，对于一般的混频器也能够适用。
参照图9，第1混频器410a及第2混频器410b形成在基于本发明实施形态的多层基板模块140上。在图8中说明过的第1混频器410a及第2混频器410b的构成元件552a～564a及552b～564b的每一个形成在多层基板模块140的上表面或者绝缘层105内。
把接地布线570a及570b分离，接地布线570a及570b分别与独立的接地引脚端子204a及204b电连接。这样，通过分离与第1混频器410a和第2混频器410b的每一个对应的接地布线，能够防止混频器之间的地电流的内流现象，防止正交精度的恶化。
参照图10，第1混频器410a及第2混频器410b适用实施形态2的结构，还能够经过共同节点Ncmn接地。这种情况下，与图3中所示的相同，在多个绝缘层中的任一个绝缘层105C中，设置用于把接地布线570a及570b连接的共同节点Ncmn。共同节点Ncmn经过接地引脚端子204与接地节点20连接。
由此，由于把在第1混频器410a与第2混频器410b之间共有的接地布线的部分限制在从共同节点Ncmn到接地节点20之间，因此能够充分地抑制这部分的寄生电感。进而，通过把共同连接节点Ncmn设置在最下层的绝缘层中，能够抑制寄生电感。其结果，能够防止由于地电流的绕流产生的正交精度的恶化。
参照图11，如果在多层基板模块140内确保对称性来配置第1混频器410a和第2混频器410b，则能够进一步提高两个混频器之间的正交精度。即，如在图8中说明过的那样，由于第1混频器410a与第2混频器410b的电路结构相同，因此第1混频器410a及第2混频器410b的各个电路元件相互对应。
从而，如果在多层基板模块140内确保对称性来配置相对应的各个电路元件，则能够进一步提高第1混频器410a与第2混频器410b之间的正交精度。具体地讲，如图11所示，各个混频器的相对应的各个构成要素形成在同一个绝缘层105上。在图11中，代表性地示出混频器的电路元件中的一部分的配置。
如图11所示，对于接地布线570a及570b，也分别配置在设置于同一个绝缘层中的接触孔575a及575b内。进而，通过把接地布线570a及570b的形状及横截面取为相同，能够把寄生电感Lgda及Lgdb取为相同的值，因此能够提高第1混频器410a及第2混频器410b的正交精度。
另外，如图12所示，关于水平方向，通过对于Z-Z’对称地配置各个构成要素，能够进一步提高第1混频器410a及第2混频器410b的正交精度。
如图13所示，分别对称地设置第1混频器及第2混频器的构成元件及接地布线的结构也能够适用在进行经过了图10所示的共同节点Ncmn的接地的情况。在这种情况下，通过以相同的形状形成第1混频器410a及第2混频器410b与形成共同节点Ncmn的绝缘层105C之间所形成的通路孔575a及575b，把配置在这些通路孔内的接地布线570a及570b取为相同形状及相同横截面，能够把各个混频器的接地布线的寄生电感Lgda及Lgdb取为相同的值，能够使正交精度提高。
其次，说明低噪声放大器518向多层基板模块上的安装。
参照图14，低噪声放大器518例如能够适用在图21中说明的高频放大器的电路结构。低噪声放大器518具有场效应型晶体管310和表示配置在其周边的电路元件群的方块321～326。在输入节点IN上，输入作为接收波的高频信号RF，从输出节点OUT输出的放大信号传递到带通滤波器520。另外，在图14中，示出使用了场效应型晶体管的结构，而代替场效应晶体管，也能够使用双极型晶体管。这种情况下，分别与场效应型晶体管的栅极、源极及漏极对应、连接双极型晶体管的基极、集电极及发射极，即可。
低噪声放大器518通过独立的接地布线585g及585s接地。接地布线585s对应于场效应型晶体管310的源极313而设置。另一方面，接地布线585g对应于场效应型晶体管310的栅极311及漏极312而设置。
接地布线585s及585g，能够根据与图9所示的接地布线570a、570b相同的结构，采用分别与独立的多个接地引脚端子电连接的结构。通过采用这样的结构，在场效应型晶体管310中，能够把将栅极311接地的布线与将源极313接地的布线分离。由此，能够防止为了信号放大，流过场效应型晶体管310的沟道的源、漏间的电流绕流到栅极311，低噪声放大器518总体工作进行振荡。
另外，关于接地布线585g及585s，根据与图10中所示的接地布线570a、570b相同的结构，即使取为使用形成在多层基板模块最下层的绝缘层中的共同节点Ncmn合并，然后经过共同的接地引脚端子与接地节点20连接的结构，也能够抑制在将栅极311接地的布线与将源极312接地的布线之间共有的部分的寄生电感值，因此可以得到使低噪声放大器518的工作稳定的效果。
其次，说明在低噪声放大器中，串联连接多个晶体管进行信号放大时的配置。
这种情况下，例如考虑在一个芯片上合并具有与图14所示的低噪声放大器518相同结构的2个集成电路518a及518b，构成集成电路(低噪声放大器)590的情况。
如图15所示，集成电路590连接集成电路518a及518b而构成。特别是设置在各集成电路背面的用于接地的金属电极595a及595b也相互连接，形成共同的金属电极595。如果用图20所示的方法把由这样单芯片化的集成电路构成的低噪声放大器590安装在多层基板模块140的上表面，则由于在各个放大器模块内的场效应型晶体管之间成为共有接地布线的结构，因此在高频工作时易于引起由地电流的内流而产生的振荡现象。
参照图16，单芯片化了的低噪声放大器590安装在多层基板模块140的上表面，而集成电路518a及518b中的晶体管元件与背面金属595a和595b之间分别不相连接，在各集成电路中，接地布线直接设置在与对应的接地引脚端子之间。
对应于集成电路518a，设置接地布线585-a。如在图14中说明过的那样，接地布线585-a包括与低噪声放大器中的晶体管的栅极311对应的接地布线585g-a和与源极313对应的接地布线585s-a。同样，对应于集成电路518b，设置接地布线585-b，接地布线585-b包括接地布线585g-b及585s-b。这些接地布线分别经过独立的接地引脚端子204-1～204-4，与接地节点20连接。
参照图17，通过采用这样的结构，对于集成电路518a中的场效应型晶体管310a的栅极311a，能够防止起因于地电流绕流而产生的振荡现象。
另外，对于集成电路518a及518b的每一个接地布线使用图13所示那样的结构，即使采用经过设置在多层基板模块最下层中的共同节点Ncmn，由共同接地引脚端子与接地节点20电连接的结构，也能够通过抑制接地布线的共有部分的寄生电感，防止振荡现象。
另外，在图17的结构中，作为放大元件示出了场效应型晶体管，而也能够使用电流驱动型的双极型晶体管。
另外，在图15到图17中，说明了2个集成电路(低噪声放大电路)一体化的结构，而在把3个以上的多个集成电路一体化的情况下，也可以对应于各个集成电路，如在图16中所示那样，独立地设置接地布线。
应该认为，现在公开的实施形态在所有的方面都是例示，而不是要限制于这些方面。本发明的范围不是由上述说明而是由权利要求的范围给出，意图包括在与权利要求的范围均等的意义及范围内的所有的变更。
产业上的可利用性
本发明的多层基板模块能够适用在便携电话机这样的高频便携无线装置的内部电路的安装中。