放大器电路 本发明系有关放大器电路，特别是运算跨导放大器(OTA)电路。
例如，运算跨导放大器可被用于任何切换电容器(SC)电路，特别是切换电容器滤波器或sigma delta模拟/数字切换器。
第2图中，依据现行技术水准之串接运算跨导放大器例系被描绘，藉此第2图所示该例系特别有关全差分＂折叠串接运算跨导放大器＂。
第2图所示运算跨导放大器系包含一输入级10，其具有可形成差分对之两晶体管M1，M2。该两差分对晶体管M1，M2之闸极端系分别对应差分输入信号被馈入之输入端inp及inn。差分对晶体管M1，M2之汲极端系被彼此链接且被连接至包含可形成串接电路之两进一步晶体管M11，M12之串联电路。电流Iss流经之晶体管M11，M12系形成差分对晶体管M1，M2之电源。
输出级20系被与输入级10耦合，该输出级系包含两输出信号路径，具有各例中分别当做放大器组件之晶体管M5及M6。因为晶体管M5及M6之汲极端系被连接至差分对晶体管M1，M2之一之源极端，所以对应该被放大差分输入信号之差分输出信号系可分别经由输出信号outp及outn被拾级于这两晶体管M5及M6之源极端。此外，各输出信号路径系分别具有另一晶体管M3及M4，其源极端系分别被连接至晶体管M5及M6之汲极端。这两晶体管M3及M4之汲极端系被连接至正供给电压VDD，所以这两晶体管M3及M4可分别当做晶体管M5及M6之电源。这两晶体管M5及M6之源极端系于各例中再次被连接至包含晶体管M9，M7及M11，M8之串联电路，晶体管M5及M6可分别经由其接地。各例中晶体管M9，M7及M11，M8系形成串接电路且分别当做晶体管M5及M6之电源。如第2图所示例，各例中晶体管M3及M4，晶体管M5及M6，晶体管M7及M8及晶体管M9及M10之闸极端系彼此相连且藉由适当偏压或事前电压Vbias1...Vbias4来偏向。再者，偏压Vbias3...及/或Vbias4亦分别加诸于晶体管M11之闸极端及晶体管M12之闸极端。
第2图所示例中，差分对晶体管M1，M2及晶体管M7-M12系有关N型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管，而晶体管M3-M6系有关P型金属氧化物半导体(PMOS)晶体管。
如上述，该运算跨导放大器系常被用于依据所谓切换电容器技术配置之sigma delta模拟/数字切换器。此例中，常需针对特定操作模式将该sigma delta模拟/数字切换器切换为较一般操作模式为高之时脉频率而不改变整个sigma delta模拟/数字切换器之动态行为。通常，该问题基本上会伴随着任何切换电容器电路。
第2图所示已知运算跨导放大器电路例中，迄今运算时脉频率系经由偏压改变来切换。针对sigma delta模拟/数字切换器之应用，必须经由大范围时脉频率来切换。然而，当经由偏压设计特定运算跨导放大器频率程序时，此可能降低效能。此例中，特别如传输频率及相位保留之运算跨导放大器动态特性将改变太多。当经由偏压设计特定运算跨导放大器频率程序时，进一步优点系当以较高时脉频率切换操作模式时，运算跨导放大器之动态范围亦被影响。此产生大多数应用并不预期之更太非线性扭曲。由于低电压应用，特别是sigma delta模拟/数字切换器应用中，运算跨导放大器动态范围地改变系非常恼人。
本发明目的系提供一种放大器电路，其以最简单方式促进各种时脉频率操作而不改变基本动态特性。
此依据本发明之目的系藉由权利要求第1项特征之放大器电路来达成。各例中子项目系界定本发明较佳且具优点实施例。
依据本发明，提出各例中将特别被配置为运算跨导放大器之放大器电路之至少一并联进一步分支或信号路径切换为既存横向分支。此系特别有关放大器电路中输出级之横向路径或输出信号路径。较佳至少一该并联进一步输入信号路径亦被提供给输入级之横向路径或输入信号路径。藉由添加个别进一步信号路径，放大器电路动态范围仍维持相同。与最初说明经由偏压设计放大器电路程序相较，此方法系具有并非放大器电路每个横向分支或信号路径均必须被相同程度地切换，也就是说输入级可独立于输出级被配置。因此可较佳配位并联切换附加信号路径及最佳化放大器电路动态特性。再者，以此法能量损失可非常轻易地被节省，单纯经由偏压切换例则否。
并联切换附加信号路径或横向分支系被对称建造并依据这些并联信号路径或分支，也就是说其包含相同类型组件且被以相同方式互连。例如以一般操作相较下被改变之时脉频率，特别是较高时脉频率，附加信号路径对放大器电路一般操作系被停止而对第二操作模式系被激活，其较佳可藉助对应可控制开关来执行。为了以该设计程序来避免并联切换附加信号路径需要具有信号路径之可控制开关，并联切换信号路径系较佳经由各晶体管闸极端切换以替代激活至对应偏压或停止至对应隔绝电压(视各晶体管对正供给电压或接地之导体类型而定)。因为此实施例中，可控制开关并不位于对应信号路径中，所以具有最小信道长度之非常小晶体管可被当作可控制开关。如已指出者，放大器电路之并联切换附加信号路径或横向分支系被建构完全对称放大器电路之各既存信号路径或横向分支，此系与放大器电路之输入级及输出级产生关联，所以不限制源自本发明布局中之放大器电路对称性。
因此原则上经由本发明，两不同运算跨导放大器(或若干并联切换附加信号路径或横向分支超过两不同运算跨导放大器布局例子中)系被交帜于单运算跨导放大器电路中。虽然此增加寄生问题，但由于使用电路系经由并联切换附加信号路径之对应最佳布局，所以这些可轻易地藉由较大可变性来补偿。
本发明系以较佳实施例为基础参考附图详细解释如下。此例中，本发明系特别以全差分运算跨导放大器为基础来解释，然而，本发明自然不限于全差分放大器电路，而亦可被应用于不被差分配置于所谓＂单端＂设计之放大器电路。同样地，本发明以下系解释附加信号路径被激活且以较一般操作为高之时脉频率来操作之第二操作模式例。然而，本发明并不限于此较佳应用例而大致可被用于以不同于一般操作之操作情况下来操作放大器电路之所有例。因此，当添加及/或激活附加信号路径时，如以较一般操作为高之负载来操作等亦为可能。
第1图显示依据本发明较佳实施例之运算跨导放大器电路，
第2图显示依据先前技术之运算跨导放大器电路，及
第3图显示做为第1图所示电路之操作时脉频率函数之放大及相位进展。
第1图中，全差分可程序＂折叠串接运算跨导放大器＂系被描绘，为简化起见，以下其被说明为运算跨导放大器。
第1图所示之运算跨导放大器系被建立在第2图所示之运算跨导放大器基础上，且包含一输入级10及一输出级20。类似第2图所示之运算跨导放大器之输入级10系具有晶体管M1，M2，其分别形成一差分对且于其闸极端分别接收输入信号inp及inn。第2图所示分别对应晶体管M11，M12之晶体管M11.1，M12.1系被串联切换为差分对晶体管且代表差分对晶体管M1，M2之电流Iss之电源。类似第2图所示之运算跨导放大器之输出级20系包含具有晶体管M3.1-M10.1之两输出信号路径，其对应第2图所示之晶体管M3-M10且同样地被互连至这些晶体管。差分输出信号outp及outn可分别被拾级于当做放大器组件之晶体管M5.1-M6.1。有关这些组件之功能，系可参考关于先前第2图所示之运算跨导放大器之解释。
然而，相对于第2图所示之运算跨导放大器，第1图所示之运算跨导放大器例中，进一步信号分支或信号路径系被并联切换至第1图所示之运算跨导放大器之各横向分支。因此，例如具附加晶体管M3.2，M5.2，M9.2及M7.2之进一步输出信号路径系被并联切换至晶体管M3.1，M5.1，M9.1及M7.1之输出信号路径。其同样地被互连至上述第一晶体管。同样地，同样地被互连至上述晶体管之具附加晶体管M4.2，M6.2，M10.2及M8.2之进一步输出信号路径被并联切换至具晶体管M4.1，M6.1，M10.1及M8.1之输出信号路径。最后，输入级10中具附加晶体管M11.2及M12.2之进一步输入信号路径亦被并联切换至具晶体管M11.1及M12.1之输入信号路径，藉此第1图所示之差分对晶体管M1，M2系被一起提供给这两输入信号路径。被包含于并联切换信号路径中之晶体管导体类型于各例中系对应其被并联切换至之这些晶体管之导体类型。因此，有了第1图所示之实施例，晶体管M3.1-M6.1及M3.2-M6.2系被配置为P型金属氧化物半导体晶体管，而晶体管M7.1-M12.1及M7.2-M12.2系被配置为N型金属氧化物半导体晶体管。差分对晶体管M1，M2同样地为N型金属氧化物半导体晶体管。
被包含于各并联切换信号路径中之附加晶体管闸极系于各例中经由可控制开关1被连接至各偏压Vbias1-Vbias4或经由可控制开关2被连接至隔绝电压来激活，各附加晶体管可经由其被停止或隔绝。可控制开关1及2之控制信号系藉由闸极电路40来制造，视第1图所示实施例中之可控制开关1及2位置而定系区分运算跨导放大器之两不同操作模式。一般操作中(操作模式A)，可控制开关2被关闭而可控制开关1被打开，所以被包含于并联切换附加信号路径中之N型金属氧化物半导体晶体管闸极系被连接至地电位，而被包含于并联切换附加信号路径中之P型金属氧化物半导体晶体管闸极系被连接至正供给电压电位VDD，结果各晶体管系被停止。然而，若运算跨导放大器被以较一般操作模式为高之时脉频率操作(操作模式B)，则可控制开关2被打开而可控制开关1被关闭，所以被包含于并联切换附加信号路径中之晶体管闸极系被连接至适当偏压Vbias1-Vbias4且被激活及电子连接。
于是，共有模式调节器30系被提供于第1图所示实施例中，其依据第1图系被与输入级10及输出级20互连。以位于其上之电压VCM函数来操作之标准切换电容器可被当作共有模式调节器30，所以其在此点上不被进一步讨论。
对于熟练技术人士而言，若地电位被与正供给电压电位VDD交换，则第1图所示电路布局很明显地可被修改使所有P型金属氧化物半导体晶体管均被N型金属氧化物半导体晶体管取代且反之亦然。特别是，P型金属氧化物半导体晶体管输入级亦可被用来取代第1图所示之N型金属氧化物半导体晶体管输入级10而不会改变放大器电路特性。若第1图所示之可与输出级20结合之P型金属氧化物半导体晶体管输入级10被使用，则晶体管M11.1，M11.2，M12.1，M12.2系被连接至供给电压电位VDD且激发与第1图相较下之差分对晶体管M1，M2改变，而以上解释之本发明基本概念仍维持相同。
以下运算跨导放大器最重要特性系被简单说明来比较第1图所示之运算跨导放大器及第2图所示之传统运算跨导放大器。
输出端上对应运算跨导放大器输出电压之上升速度之所谓切换率SR，系视输入级10中横向电流Iss及外部电容负载CL而定，其被第1图之虚线标示：
(1)---SR=ISSCL]]>
传输频率GBW，也就是运算跨导放大器之放大A处假设为零之频率，系线性视输入级之跨导gm1而定：
(2)---GBW=gm1(2πCL)]]>
为了稳定，运算跨导放大器中之所谓开放回路之备用相位R足够大系很重要。为了用于切换电容器电路及较高时脉频率操作，切换率SR及传输频率GBW系被相同程度改变，而频率f＝0处之运算跨导放大器之放大A0及备用相位R应维持几乎相同。
以第1图为基础作以上解释之运算跨导放大器不同时脉频率间之交换类型系已被测试于sigma delta模拟/数字切换器，而与一般模式A相较，操作模式B中之时脉频率系为两倍。运算跨导放大器输出端处之电容负载CL于两操作模式中均维持相同。被列示于下表之特性系被产生于测量：
操作模式A 操作模式B
时脉频率 8.883MHz 17.664MHz
A0 66dB 65dB
GBW 120MHz 230MHz
R 55° 55°
SR 120MV/s 280MV/s
2Vpp处之线性 HD2＝-85dBc HD2＝-84dBc
HD3＝-78dBc HD3＝-76dBc
从上表可得知两操作模式中，放大A0(频率f＝0处)及备用相位R几乎维持相同。操作模式B中之切换率SR及传输频率GBW改变程度几乎与操作模式A中相同。
测量结果亦可被取自第3图，放大A之进程及运算跨导放大器之相位曲线φ系以连续特性线型式被描绘为一般操作之时脉频率f之函数，而各例中虚线系描绘一般操作之两倍时脉频率f之操作模式进程。亦来自第3图，A0(一般操作)及A’0(两倍时脉频率)几乎相同。两操作模式中之备用相位R及/或′R值几乎相同。