能抑制接收频带的噪声功率且进行增益切换的功率放大器 [发明的背景]
[发明的领域]
本发明涉及以GaAs异质结双极晶体管(以下称HBT)、SiGe-HBT为代表的双极晶体管功率放大器，更为特定地说，涉及可以切换功率放大器的线性增益的功率放大器。
[背景技术说明]
现在，作为移动通信用的功率放大器，采用了GaAsMESFET(金属-半导体场效应晶体管)、GaAsHEMT(高电子迁移率晶体管)和GaAsHBT的MMIC(单片微波IC)或组件(混合IC，或MMIC组件，或多芯片组件)正被广泛地应用。
在这些晶体管之中，利用砷化镓(GaAs)或硅锗(SiGe)异质结的GaAs-HBT和SiGe-HBT，与现有的FET(场效应晶体管)相比，因为具有如下的优点，所以最有希望作为现在的移动通信用功率元件。其优点是：
(1)不需要负栅偏压，能实现单一电源工作；
(2)与Si-MOSFET(绝缘栅场效应晶体管)一样，不在漏极(集电极)侧设置模拟开关也能进行输出的开关动作；以及
(3)输出功率密度高，与用FET功率放大器相比，可以用小型的功率放大器得到规定的输出。
作为移动通信的典型应用例，有移动电话系统。作为该移动电话系统，有作为利用当今最广泛使用的900MHz频带的移动电话系统的欧洲GSM(Global System for Mobile Communication，全球移动通信系统)和作为利用在欧洲广泛使用地1800MHz频带的移动电话系统的DCS(Digital Cordless System，数字无绳系统)。在该GSM和DCS等通信方式中，使用了1W～4W的高输出移动电话，作为它的功率放大器，已开始使用发挥了HBT所具有的特点的功率放大器(HBT功率放大器)取代至今一直是主流的Si-MOSFET功率放大器。
另外，预计今后还将出现能够得到高于GSM方式的数据转送速率的EDGE(Enhanced Datarate for GSM Evolution，增强数据率的GSM)模式的业务。面对这项业务的开始，强烈希望实现对应于包含GSM/EDGE切换功能的双频带/双模式的功率放大器、对应于三频带/双模式的功率放大器。双频带是指可以进行900MHz频带与1800MHz频带的切换，三频带是指可以进行900MHz频带与1800/1900MHz频带的切换。1900MHz频带是美国PCS(Personal Cellular System，个人蜂窝系统)方式中使用的频带。另外，双模式是指可以进行上面已说明了的GSM方式和EDGE方式的切换.
图12是示出现有的GSM/DCS双频带用HBT功率放大器的局部电路结构的图。
由图12所示的2个电路和频带选择开关构成的双频带用功率放大器已在文献“A 3.2V Operation Single-Chip Dual-Band AlGaAs/GaAsHBT MMIC Power Amplifier With Active Feedback CircuitTechnique(3.2V工作的具有有源反馈电路技术的单芯片双频带AlGaAs/GaAs HBT MMIC功率放大器)”，山本等人，IEEE JOURNAL OFSOLID STATE CIRCUTS，Vol.35，No.8，August 2000的图1中公开。
参照图12，在GaAs衬底的半导体芯片528上设置了偏置电路540和功率放大电路520。
功率放大电路520包括从输入端子经线路504对其施加输入信号IN的输入匹配电路521；接收并放大输入匹配电路521的输出的初级放大级522、第2级放大级523、第3级放大级525；取得放大级522、523的级间匹配的电容器C1；以及取得放大级523、525的级间匹配的级间匹配电路524。
输入匹配电路521包含构成接收经线路504施加的输入信号IN的衰减器的电阻Ra1、Ra2、Ra3；以及连接在节点N53与节点N54之间的电容器Cin1。
放大级522包含对其一端施加偏置电压Vb1，另一端与节点N54连接的电阻Rb1；其一端与节点N54连接的电阻R1；以及基极与电阻R1的另一端连接，发射极与接地节点连接的晶体管Tr1。晶体管Tr1的集电极与端子562连接。集电极电源电位Vc1经线路L1施加于端子562。在施加集电极电源电位Vc1的端子与接地节点之间设置了电容器Cdc1。
取得放大级522与放大级523的级间匹配的电容器C1被连接在晶体管Tr1的集电极与节点N55之间。
放大级523包含对其一端施加偏置电压Vb2，另一端与节点N55连接的电阻Rb2；其一端与节点N55连接的电阻R2；基极与电阻R2的另一端连接，发射极与接地节点连接的晶体管Tr2；连接在晶体管Tr2的集电极与节点N57之间的电容器Cf2；以及连接在节点N57与节点N55之间的电阻Rf2。借助于电容器Cf2和电阻Rf2，晶体管Tr2的输出反馈至节点N55。晶体管Tr2的集电极与端子564连接。集电极电源电位Vc2经线路L2施加于端子564。电容器Cdc2连接在施加集电极电源电位Vc2的端子与接地节点之间。
放大级525包含对其一端施加偏置电压Vb3，另一端与节点N56连接的电阻Rb3；其一端与节点N56连接的电阻R3；基极与电阻R3的另一端连接，发射极与接地节点连接的晶体管Tr3；连接在晶体管Tr3的集电极与节点N58之间的电容器Cf3；以及连接在节点N58与节点N56之间的电阻Rf3。借助于电容器Cf3和电阻Rf3，晶体管Tr3的输出反馈至节点N56。晶体管Tr3的集电极与端子532连接。
匹配电路536与端子532连接。集电极电源电位Vc3施加于匹配电路536，从输出端子输出信号OUT。
偏置电路540包含分别输出偏置电压Vb1～Vb3的偏置电压控制电路541-543。
偏置电压控制电路541包含频带选择电压Vmod被施加至其一端的电阻Rbb12；基极与电阻Rbb12的另一端连接，发射极与接地节点连接的晶体管TrB_1；连接在晶体管TrB_1的集电极与节点N59之间的电阻Rcc1；以及连接在节点N59与节点N63之间的电阻Rbb11。
控制电压Vpc经线路508施加至节点N63。在施加控制电压Vpc的端子与接地节点之间设置了电容器506。偏置电压Vb1从节点N59输出。
偏置电压控制电路542包含其一端与节点N63连接的电阻Rbb2；基极与电阻Rbb2的另一端连接，发射极与节点N61连接的晶体管TrB_2；连接在节点N61与接地节点之间的电阻Ree2；以及连接在节点N64与晶体管TrB_2的集电极之间的电阻Rcc2。电源电位Vcc经线路556施加至节点N64。电容器552被连接在接受电源电位Vcc的端子与接地节点之间。偏置电压Vb2从节点N61输出。
偏置电压控制电路543包含其一端与节点N63连接的电阻Rbb3；基极与电阻Rbb3的另一端连接，发射极与节点N62连接的晶体管TrB_3；连接在节点N62与接地节点之间的电阻Ree3；以及连接在节点N65与晶体管TrB_3的集电极之间的电阻Rcc3。电源电位Vcc经线路554施加至节点N65。偏置电压Vb3从节点N62输出。
对晶体管Tr1～Tr3可以使用例如RF(射频)信号放大用的GaAsHBT。晶体管TrB_1是当频带选择电压Vmod为H电平时将功率放大器的初级的晶体管Tr1设定为关断状态用的开关晶体管。当控制电压Vpc为H电平时，晶体管TrB_2、TrB_3导通，分别从发射极输出偏置电压Vb2、Vb3。
在现有的双频带用功率放大器中，安装了GSM用功率放大器、DCS用功率放大器和频带选择开关。GSM用功率放大器和DCS用功率放大器皆有如图12所示的结构，借助于图中未示出的频带选择开关有选择地使其中的一个工作。
当Vpc为L电平(例如0V)时，由于偏置电压Vb1～Vb3被非激活，所以图12所示的电路处于关断状态。
例如，当将频带选择电压Vmod设定为L电平(例如0V)时，借助于未图示的频带选择开关，将GSM用功率放大器侧的控制电压Vpc设定为激活状态，使GSM用功率放大器的工作激活。这时，借助于频带选择开关将DCS用功率放大器的控制电压Vpc设定为L电平的非激活状态，使DCS用功率放大器的工作被非激活。
相反，当将频带选择电压Vmod设定为H电平(例如2.8V)时，借助于频带选择开关将GSM用功率放大器的控制电压Vpc设定为L电平的非激活状态，使GSM用功率放大器的工作被非激活。另外，将DCS用功率放大器的控制电压Vpc设定为激活状态，激活DCS用功率放大器工作。
下面考虑用如图12所示的功率放大器实现用于GSM/EDGE两种方式的双模式的情形。
在GSM模式中进行恒定包络线调制。在恒定包络线调制中，使用能实现高效率工作的大输出饱和型功率放大器。因此，通常将至少具有40dB以上的线性增益的功率放大器进行增益压缩，在功率增益为30dB左右的状态下使用。这样，就进行了约35dBm的高输出工作和50％以上的高效率工作。
另一方面，在EDGE模式中利用PSK(相移键控法)调制。在PSK调制中，需要高线性度，增益压缩大的放大器因导致振幅和相位畸变而不能应用。因此，使用了在1dB～2dB的增益压缩下工作、实现约30dBm的所希望的功率和以20％～30％左右的效率工作的放大器。
这时成为课题的是接收频带的噪声功率。
图13是原理性地示出接收频带噪声与主信号的关系的图。
参照图13，在GSM模式下发送时成为问题的是，当使用GSM发送频带的最高频道(915MHz频带)时，对在其上20MHz的接收频带(935MHz频带)有影响的噪声功率。按无线电标准，该噪声电平必须抑制到约-80dBm以下。但是，如下所述，用线性增益高的功率放大器难以实现该无线电标准。
一般地说，接收频带的噪声功率用下式表示：
N[dBm/100kHz]＝-174dBm/Hz·100kHz+F[dB]+G[dB]
＝-124dBm+F[dB]+G[dB] …(1)
其中，N是每100kHz的接收噪声功率；-174dBm/Hz是自然界的噪声；F是在功率放大器在接收频带的噪声指数(NF：noise factor，noise figure)，通常为6～10dB。另外，G是功率放大器在接收频带的增益。
在式(1)中，在将N抑制在-80dBm以下时，噪声指数F与增益G合在一起必须在44dB以下。亦即，若假定噪声指数F为6～10dB，则增益G必须为充其量是34～38dB的低增益。
因此，对GSM模式与EDGE模式必须切换功率放大器的增益。这时，还必须不使放大器的噪声指数大幅度地变差。
作为该增益切换的现有技术的一例，有在光通信等宽带放大器中使用的电路。
图14是示出宽带放大器的电路例的图。
参照图14，在放大器600的输入与输出之间连接了二极管602。二极管602的阳极与放大器600的输入连接，二极管602的阴极与放大器600的输出连接。
在图14的电路中，当过大的输入信号到来时，信号通过二极管。其结果是放大器600的增益下降。在该电路中，当输入信号的振幅小时，二极管602处于关断状态，当输入信号的振幅增大时，二极管602自动成为导通状态。但是，这种现有的结构是根据输入信号的大小切换增益的结构，不能用于在GSM模式与EDGE模式之间切换增益的场合。
如上所述，在HBT功率放大器中，必须在GSM模式与EDGE模式之间切换功率放大器的增益。这时还必须不使放大器的噪声指数NF大幅度地变差。但是，如在本发明中述及的单片型HBT功率放大器，特别是处理RF信号的化合物半导体集成电路这样的、对不能容易地利用适合于信号传送/截止的FET开关的场合可实现增益切换的适当的电路，此前还未曾提出。
[发明概要]
本发明的目的在于提供在1个芯片上集成的HBT功率放大器中的可进行增益切换的HBT功率放大器。
概括地说，本发明是具有第1、第2模式作为工作模式的功率放大器，它包括第1、第2放大元件和传送电路。
第1放大元件在第1模式下放大输入信号，在第2模式下被设定为非激活状态。第2放大元件在第1模式下进一步放大第1放大元件的输出，在第2模式下放大输入信号。传送电路在第1模式下进行阻止输入信号向第2放大元件传送的第1动作；以及在第2模式下进行将输入信号传送至第2放大元件的第2动作，并按照模式设定信号进行第1、第2动作的切换。
因此，本发明的主要优点是能够不增加接收频带的噪声功率而进行增益切换。
通过参照附图的后述的本发明的详细说明，本发明的上述和其它的目的、特征、方面和优点会变得更加明白。
[附图的简单说明]
图1是示出本发明实施例1的功率放大器1的结构的概略方框图。
图2是示出图1的放大部28的结构的电路图。
图3是示出图2的信号传送部58的二极管D1的特性的图。
图4是说明用晶体管作为二极管D1的图。
图5是示出实施例2的功率放大器中用以取代放大部28的放大部28A的结构的电路图。
图6是示出实施例3中的用以取代图2所示的放大部28的放大部28B的结构的电路图。
图7是示出在实施例4的功率放大器中采用的放大部28C的结构的电路图。
图8是示出实施例5中采用的放大部28D的结构的电路图。
图9是示出实施例6中采用的放大部28E的结构的电路图。
图10是示出实施例7中采用的放大部28F的结构的电路图。
图11是示出开关电路100G的结构的电路图。
图12是示出现有的GSM/DCS双频带用HBT功率放大器的局部电路结构的图。
图13是原理性地示出接收频带噪声与主信号的关系的图。
图14是示出宽带放大器的电路例的图。
[优选实施例的说明]
下面参照附图对本发明的实施例进行详细说明。另外，图中相同的符号表示相同或相当的部分。
[实施例1]
图1是示出本发明实施例1的功率放大器1的结构的概略方框图。
参照图1，功率放大器1包括在砷化镓之类的化合物半导体衬底上集成的半导体器件2；线路4、8、10；阻止RF用的电感Ld1、Ld1A；电容器6；以及输出匹配电路36、38。
半导体器件2包含输入端子12～24以及输出端子32、34。
1800MHz频带的输入信号IN1800经线路4施加至输入端子12。模式选择电压Vmod2经电感Ld1施加至输入端子14。模式选择电压Vmod2经电感Ld1A施加至输入端子18。输入端子16与接受模式选择电压Vmod2的端子直接连接。控制电压Vpc经线路8施加至输入端子20。
电容器6连接在线路8的施加控制电压Vpc的一端与接地节点之间。进行1800MNz频带与900MNz频带切换的频带选择电压Vmod施加至输入端子22。900MHz频带的输入信号IN900经线路10施加至输入端子24。
半导体器件2还包括接受分别来自输入端子20、22的控制电压Vpc、频带选择电压Vmod，输出控制电压Vpc1800、Vmod1800、Vpc900、Vmod900的偏置开关电路26；根据控制电压Vpc1800、Vmod1800进行激活，在与模式选择电压Vmod2相应的工作模式下进行1800MHz频带的信号IN1800的放大的放大部28；以及根据控制电压Vpc900、Vmod900进行激活，在与模式选择电压Vmod2相应的模式下进行900MHz频带的信号IN900的放大的放大部30。
偏置开关电路26根据控制电压Vpc和频带选择电压，按下面表1所示的方式产生内部控制电压。另外，为说明方便，进行模式切换的模式选择电压Vmod也列于表1中。
[表1]模式频率输入内部控制电压 Vpc Vmod Vmod2 Vpc- 900 Vpc- 1800 Vmod- 900Vmod-1800关断 0V - 0V 0V 0V --GSM900MHz Vpc L 0V Vpc(激活)L(非激活) L(激活)H(非激活)GSM1800MHz Vpc H 0V L(非激活)Vpc(激活) H(非激活)L(激活)EDGE900MHz Vpc L H Vpc(激活)L(非激活) L(激活)H(非激活)EDGE1800MHz Vpc H H L(非激活)Vpc(激活) H(非激活)L(激活)
参照表1，当将控制电压Vpc设定为0V时，放大部28、30皆处于关断状态。
然后，当控制电压Vpc处于激活状态时，控制电压Vpc被传送至由频带选择电压Vmod指定的放大部28、30中的某一个。在频带选择电压Vmod为L电平时，900MHz频带用的放大部30被选择，偏置开关电路26输出控制电压Vpc作为内部控制电压Vpc900。这时，内部控制电压Vpc1800被设定为非激活的L电平。
另一方面，频带选择电压Vmod为H电平时，1800MHz频带用的放大部28被选择，偏置开关电路26输出控制电压Vpc作为内部控制电压Vpc1800。这时，内部控制电压Vpc900被设定为非激活的L电平。
偏置开关电路26还根据频带选择电压Vmod输出内部控制电压Vmod900、Vmod1800。当频带选择电压Vmod为H电平时，偏置开关电路26将内部控制电压Vmod1800激活至L电平，将内部控制电压Vmod900非激活至H电平。
另一方面，当频带选择电压Vmod为L电平时，偏置开关电路26将内部控制电压Vmod900激活至L电平，将内部控制电压Vmod1800非激活至H电平。
内部控制电压Vpc900、Vpc1800、Vmod900、Vmod1800依上述方式被决定，放大部28、30的一方被选择。当模式选择电压Vmod2被设定为L电平时，所选择的放大部在GSM模式下工作。当模式选择电压Vmod2被设定为H电平时，所选择的放大部在EDGE模式下工作。
放大部28包含根据模式选择电压Vmod2和控制电压Vpc1800、Vmod1800，输出偏置电压Vb1、Vb2、Vb3的偏置电路40；以及接受偏置电压Vb1、Vb2、Vb3，以与模式选择电压Vmod2相应的增益将信号IN1800放大，并输出至端子32的功率放大电路42。
放大部30包含根据模式选择电压Vmod2和控制电压Vpc900、Vmod900，输出偏置电压Vb1A、Vb2A、Vb3A的偏置电路44；以及接受偏置电压Vb1A、Vb2A、Vb3A，以与模式选择电压Vmod2相应的增益将信号IN900放大，并输出至端子34的功率放大电路46。
从端子32对输出匹配电路36输出信号，信号通过输出匹配电路36从输出端子输出输出信号OUT1800。从端子34对输出匹配电路38输出信号，信号通过输出匹配电路38从输出端子输出输出信号OUT900。
另外，在图1中虽未记述对放大部28、30供给电源电位的路径，但下面将进行包括电源供给路径在内的更加详细的说明。另外，在图1中，由于放大部30与放大部28所处理的信号的频带不同，所以其内部的晶体管、电阻器、电容器的参数不同，但其电路结构是相同的。因此，下面以放大部28的结构作为代表进行说明。
图2是示出图1的放大部28的结构的电路图。另外，对与图12的现有电路对应的电阻器、晶体管、电容器等电路要素标以相同的符号。
参照图2，对放大部28，除施加在图1中说明过的输入信号外，还经在半导体器件2上设置的端子55、57、62、64施加电源电位。电源电位Vcc经电源供给用线路54施加至端子55。电源电位Vcc经电源供给用线路56施加至端子57。在与线路54、56两者皆相连接的、施加电源电位Vcc的端子与接地节点之间设置了电容器52。
集电极电源电位Vc1经电源供给用线路L1施加至端子62。电容器Cdc1被连接在线路L1的供给集电极电源电位Vc1的一端与接地节点之间。集电极电源电位Vc2经电源供给用线路L2施加至端子64。电容器Cdc2被连接在线路L2的供给集电极电源电位Vc2的一端与接地节点之间。
偏置电路40包括分别输出偏置电压Vb1、Vb2、Vb3的偏置电压控制电路401、402、403。
偏置电压控制电路401包含控制电压Vpc1800施加至其一端、而其另一端与节点N9连接的电阻Rbb11；控制电压Vmod1800施加至其一端的电阻Rbb12；基极与电阻Rbb12的另一端连接，发射极与接地节点连接的晶体管TrB_1；以及连接在晶体管TrB_1的集电极与节点N9之间的电阻Rcc1。偏置电压Vb1从节点N9输出。
偏置电压控制电路402包含控制电压Vpc1800施加至其一端的电阻Rbb2；基极与电阻Rbb2的另一端连接，发射极与节点N11连接的晶体管TrB_2；连接在节点N11与接地节点之间的电阻Ree2；以及连接在端子57与晶体管TrB_2的集电极之间的电阻Rcc2。电源电位Vcc经线路56施加至端子57。电容器52被连接在接受电源电位Vcc的端子与接地节点之间。偏置电压Vb2从节点N11输出。
偏置电压控制电路403包含控制电压Vpc1800施加至其一端的电阻Rbb3；基极与电阻Rbb3的另一端连接，发射极与节点N12连接的晶体管TrB_3；连接在节点N12与接地节点之间的电阻Ree3；以及连接在端子55与晶体管TrB_3的集电极之间的电阻Rcc3。电源电位Vcc经线路54施加至端子55。偏置电压Vb3从节点N12输出。
功率放大电路42包括从输入端子经线路4、端子12对其施加输入信号IN1800的输入匹配电路421；接受并放大输入匹配电路421的输出的初级放大级422、第2级放大级423、第3级放大级425；取得放大级422、423的级间匹配的电容器C1；以及取得放大级423、425的级间匹配的级间匹配电路424。
输入匹配电路421包含构成接收经线路4施加的输入信号IN1800的衰减器的电阻Ra1、Ra2、Ra3；以及连接在节点N3与节点N4之间的电容器Cin1。
放大级422包含对其一端施加偏置电压Vb1，另一端与节点N4连接的电阻Rb1；其一端与节点N4连接的电阻R1；以及基极与电阻R1的另一端连接，发射极与接地节点连接的晶体管Tr1。晶体管Tr1的集电极与端子62连接。集电极电源电位Vc1经线路L1施加于端子62。在施加集电极电源电位Vc1的端子与接地节点之间设置了电容器Cdc1。
取得放大级422与放大级423的级间匹配的电容器C1被连接在晶体管Tr1的集电极与节点N5之间。
放大级423包含对其一端施加偏置电压Vb2，另一端与节点N5连接的电阻Rb2；其一端与节点N5连接的电阻R2；基极与电阻R2的另一端连接，发射极与接地节点连接的晶体管Tr2；连接在晶体管Tr2的集电极与节点N7之间的电容器Cf2；以及连接在节点N7与节点N5之间的电阻Rf2。借助于电容器Cf2和电阻Rf2，晶体管Tr2的输出被反馈至节点N5。晶体管Tr2的集电极与端子64连接。集电极电源电位Vc2经线路L2施加至端子64。电容器Cdc2被连接在施加集电极电源电位Vc2的端子与接地节点之间。
放大级425包含对其一端施加偏置电压Vb3，另一端与节点N6连接的电阻Rb3；其一端与节点N6连接的电阻R3；基极与电阻R3的另一端连接，发射极与接地节点连接的晶体管Tr3；连接在晶体管Tr3的集电极与节点N8之间的电容器Cf3；以及连接在节点N8与节点N6之间的电阻Rf3。借助于电容器Cf3和电阻Rf3，晶体管Tr3的输出被反馈至节点N6。晶体管Tr3的集电极与端子32连接。
输出匹配电路36与端子32连接。集电极电源电位Vc3施加于输出匹配电路36，从输出端子输出信号OUT1800。
输出匹配电路36包含连接在端子32与节点N13之间的线路Lo1；连接在施加集电极电源电位Vc3的节点与节点N13之间的短线Lo5；一端与集电极电源电位Vc3耦合，另一端与接地节点连接的电容器Cdc3；连接在节点N13与节点N14之间的线路Lo2；连接在节点N14与接地节点之间的电容器Co1；连接在节点N14与节点N15之间的线路Lo3；连接在节点N15与接地节点之间的电容器Co2；连接在节点N15与使输出信号OUT1800输出的输出端子之间的电容器Co3；以及一端与节点N13连接，另一端为开端的开路短线Lo4。
另外，功率放大电路42还包含连接在端子12与节点N5之间的、根据模式选择电压Vmod2进行信号传送的信号传送部58。在包含信号传送部58这一点上它与在图12中说明的现有的结构大不相同。
信号传送部58包含连接在端子12与节点N1之间的电容器Cd1；连接在节点N1与节点N2之间的二极管D1；连接在节点N2与接地节点之间的电阻Rd1；以及连接在节点N2与节点N5之间的电容器Cd2。模式选择电压Vmod2经端子14和阻止RF用的电感Ld1施加至节点N1。从节点NI到节点N2的方向为二极管D1的正方向。
下面对与模式选择电压Vmod2相应的放大部28的增益切换进行说明。
增益切换通过在H电平(例如约2.8V)与L电平(例如约0V)之间切换模式选择电压Vmod2来进行。当将模式选择电压Vmod2设定为H电平时，由于晶体管TrB_1为导通状态，节点N9与接地电位耦合，偏置电压Vb1约为0V，所以初级放大级422中包含的晶体管Tr1为关断状态。另一方面，在信号传送部58，节点N1的电位被设定为H电平。
图3是示出图2的信号传送部58的二极管D1的特性的图。
参照图2、图3，二极管D1的阴极经电阻Rd1与接地节点连接。因此，节点N1的电位在0V附近，二极管D1处于无电流流过的状态。这时，纵然有输入信号IN1800经电容器Cd1传送至节点N1，由于信号的振幅不超过二极管D1的正向导通电压，所以信号也传送不到节点N2。
另一方面，当模式选择电压Vmod2为H电平时，由于节点N1对节点N2超过了二极管D1的导通电压，所以节点N1与节点N2之间为导通状态。因此，当输入信号IN1800经电容器Cd1传来时，该信号通过二极管D1传送至节点N2，再经电容器Cd2传送至节点N5。
如以上所述，当模式选择电压Vmod2为H电平时，输入信号IN1800经信号传送部58直接传送至第2级放大级423。然后，由放大级423、425进行两级放大处理，将输出信号OUT1800输出。
还有，在将模式选择电压Vmod2设定为H电平，使二极管D1处于导通状态时，晶体管TrB_12也被设定为导通状态，偏置电压Vb1为0V，减少了低增益工作时的晶体管Tr1中的功耗。据此，可以求得低功耗。
另一方面，当模式选择电压Vmod2为L电平时，如图3说明的那样，二极管D1成为关断状态。因此，对通常的放大工作几乎不产生影响。这时，在偏置电压控制电路401中，由于偏置电压Vb1根据控制电压Vpc1800被设定为适当的电位，所以在放大级422中进行信号IN1800的放大。因此，这时经过放大级422、423、425的三级放大，输出信号OUT1800。
如以上所述，在实施例1的功率放大器中，可以提供附有GSM/EDGE模式切换功能的增益切换型功率放大器而不增加接收频带中的噪声功率。
另外，二极管D1可用通常的PN结实现，但也可将晶体管作二极管使用。
图4是说明用晶体管作为二极管D1的图。
参照图4，为用晶体管72代替二极管70，将晶体管72的集电极和基极相连接，以此作为阳极，然后以发射极作为阴极即可。这样，用晶体管也能实现二极管D1。
[实施例2]
图5是示出实施例2的功率放大器中用以取代放大部28的放大部28A的结构的电路图。
参照图5，放大部28A包括信号传送部58A，以取代图2所示的放大部28的结构中的信号传送部58。
信号传送部58A包含连接在端子12与节点N1之间的电容器Cd1；连接在节点N1与节点N2之间的二极管D1；以及连接在节点N2与节点N5之间的电容器Cd2。
信号传送部58A还包含其阳极与节点N2连接的二极管D2；以及连接在二极管D2的阴极与接地节点之间的电阻Rd1。二极管D2以从节点N2到电阻Rd1的方向为正方向进行连接。
通过添加二极管D2，可以抑制在晶体管Tr1为导通状态、二极管D1为关断状态时，信号从节点5向电阻Rd1的漏泄。这是由于在Tr1为导通状态的模式选择电压Vmod2为L电平的场合，除二极管D1外，二极管D2也处于关断状态。因此，通常工作时的RF信号向晶体管Tr2的传送以比实施例1的场合的效率为高的方式进行。
如以上所述，在实施例2中，也能够提供附有GSM/EDGE模式切换功能的增益切换型功率放大器而不增加接收频带中的噪声功率。
[实施例3]
在实施例1和实施例2中，二极管D1处于导通状态，信号传送部58、58A将输入信号IN1800传送至节点N5。但是，传送至节点N5的输入信号不仅被传送至晶体管Tr2，也经电容器C1被传送至Tr1侧。由于进行了这样的信号分配，所以预计会存在例如即使晶体管Tr1为关断状态，RF信号也不能高效率地输入至晶体管Tr2的级间不匹配问题。
还有，在实施例1的情形下，即使在图2的二极管D1为关断状态，并且晶体管Tr1为导通状态的场合，在晶体管Tr1的输出中也存在从节点N5向晶体管Tr2侧传送的成分和向电阻Rd1漏泄的成分。预计这时仍然存在不能有效地进行信号传送的问题。
在实施例3及其以下的实施例中，对也能解决这样的问题的功率放大器进行说明。
图6是示出实施例3中用以取代图2所示的放大部28的放大部28B的结构的电路图。
参照图6，放大部28B包含级间匹配电路80，以取代图2所示的放大部28的结构中的电容器C1。级间匹配电路80包含连接在与晶体管Tr1的集电极连接的端子62与节点N5之间的电容器C1；并联连接在端子62与节点N20之间的电阻Rdc1和电容器Cd3；集电极与节点N20连接，发射极与接地节点连接的晶体管Trd1；以及连接在晶体管Trd1的基极与端子14之间的电阻Rdb1。
放大部28B的其他部分的结构，由于与图2中说明的放大部28的相同，所以不再重复说明。
下面对切换动作进行说明。首先，在模式选择电压Vmod2为0V时，二极管D1和晶体管Trd1为关断状态。因此，信号传送部58、电阻Rdc1、电容器Cd3不太影响晶体管Tr1的放大工作。
另一方面，在模式选择电压Vmod2为H电平时，二极管D1为导通状态，晶体管Trd1也以电阻Rdc1为负载成为导通状态。但是，负载电阻Rdc1选择了比电容器Cd3的阻抗大得多的值。另外，通过使电阻Rdb1也有充分大的电阻值，可以使从二极管D1的阳极漏泄的信号十分小。
这时，由于晶体管TrB_1导通，晶体管Tr1成为关断状态。这里，对电容器Cd3的电容值，可选择能与连接在端子62上的线路L1的电感和晶体管Tr1关断时的集电极的寄生电容发生并联谐振的值。这样一来，在从节点N5看晶体管Tr1的方向上的阻抗，在所预期的频率下变得非常大。因此，可以抑制从节点N5向晶体管Tr1侧的信号漏泄。其结果是，经信号传送部58转送至节点N5的RF信号能有效地传送至晶体管Tr2。
在实施例3中，也能够提供可进行GSM/EDGE模式切换的增益切换型功率放大器而不增加接收频带的噪声功率。另外，还可以在降低增益的EDGE模式下，提高信号的传送效率。
[实施例4]
图7是示出在实施例4的功率放大器中采用的放大部28C的结构的电路图。
参照图7，放大部28C包含信号传送部58C，以取代图6所示的放大部28B的结构中的信号传送部58。
信号传送部58C包含连接在端子12与节点N1之间的电容器Cd1；连接在节点N1与节点N2之间的二极管D1；以及连接在节点N2与节点N5之间的电容器Cd2。信号传送部58C的节点N2与端子82连接。阻止RF信号用的电感Ld2被连接在端子82与接地节点之间。
通过用电感Ld2代替图6的电阻Rd1，可以抑制在晶体管Tr1为导通状态并且二极管D1为关断状态时的从节点N5向电阻Rd1的信号漏泄。因此，在GSM模式下工作时可以高效率地进行RF信号向晶体管Tr2的传送。
另外，在二极管D1为导通状态的EDGE模式的场合，从节点N5向晶体管Tr1侧的信号漏泄能够被级间匹配电路80抑制。其结果是，在EDGE模式下，RF信号也能高效率地传送至晶体管Tr2。
在实施例4的场合，也能够提供可进行GSM/EDGE模式的切换的增益切换型功率放大器而不增加接收频带的噪声功率。还有，在EDGE模式下，在图5的场合必须使二极管D1、D2两者为导通状态，而在图7的场合，只使二极管D1这一个二极管为导通状态就可以了。因此，具有可以使模式选择电压Vmod2的H电平比图5电路的低的优点。
另一方面，由于必须将阻止RF用的电感Ld2连接到半导体器件的外部，所以有安装面积变大的缺点。
[实施例5]
图8是示出实施例5中采用的放大部28D的结构的电路图。
参照图8，放大部28D包含信号传送部58A，以取代图6所示的放大部28B的结构中的信号传送部58。信号传送部58A的结构已在图5中作了说明，此处不再重复。
另外，放大部28D的其他部分的结构，由于与图6所示的放大部28B的相同，所以不再重复说明。
在实施例5中，也能够提供可进行GSM/EDGE模式切换的增益切换型功率放大器而不增加接收频带的噪声电流。
另外，通过将二极管D2作为负载与电阻Rd1串联，由于二极管D2为关断状态，所以可以抑制在晶体管Tr1为导通状态、二极管D1为关断状态时的从节点N5向电阻Rd1的信号漏泄。因此，可以在GSM模式下高效率地进行RF信号向晶体管Tr2的传送。
另一方面，关于二极管D1处于导通状态时从节点N5向晶体管Tr1侧的信号漏泄，由于可以与实施例4的情形一样，选择电容器Cd3的电容值使发生并联谐振，所以可以抑制信号漏泄。其结果是，在EDGE模式下RF信号能高效率地传送至晶体管Tr2。
另外，在实施例5中，由于没有必要设置实施例4的阻止RF的电感Ld2，所以具有可以减小电路规模的优点。但另一方面，存在必须将模式选择电压Vmod2的H电平的电位提高一个量以使二极管D1、D2两者皆处于导通状态的缺点。
[实施例6]
图9是示出实施例6中采用的放大部28E的结构的电路图。
参照图9，放大部28E包含信号传送部58E，以取代用图7说明的放大部28C的结构中的信号传送部58C。
信号传送部58E包含连接在端子12与节点N1之间的电容器Cd1；连接在节点N1与节点N2之间的二极管D1；连接在节点N2与节点N5之间的电容器Cd2；以及连接在节点N2与端子82之间的二极管D2。阻止RF信号用的电感Ld2被连接在端子82与接地节点之间。信号传送部58E在节点N2与端子82之间增添了二极管D2这一点上与图7的信号传送部58C不同。
放大部28E的其他部分的结构，由于与图7的放大部28C的相同，所以不再重复说明。
在实施例6中，也能够提供可进行GSM/EDGE模式切换的增益切换型功率放大器而不增加接收频带的噪声功率。
另外，通过将二极管D2以从节点N2到节点N8的方向为正方向进行连接，可以抑制在晶体管Tr1为导通状态并且二极管D1为关断状态时的GSM模式的从节点N5向电感Ld2的信号漏泄。
另一方面，在二极管D1为导通状态的EDGE模式的场合，从节点N5向晶体管Tr1侧的信号漏泄被级间匹配电路80抑制。其结果是，在EDGE模式下，RF信号也能高效率地传送至晶体管Tr2。另外，通过适当地设定电感Ld2的值和电容器Cd2的值，容易得到在二极管D1为导通状态时的对晶体管Tr2的输入匹配。
[实施例7]
图10是示出实施例7中采用的放大部28F的结构的电路图。
参照图10，放大部28F包含级间匹配电路80F，以取代由图6说明的放大部28B的结构中的级间匹配电路80。
级间匹配电路80F包含连接在端子62与节点N5之间的电容器C1；集电极与端子62连接、发射极与节点N22连接的晶体管Trd1；连接在节点N22与接地节点之间的电阻Rde1；连接在节点N22与接地节点之间的电容器Cd3；以及连接在节点N1与晶体管Trd1的基极之间的电阻Rdb1。
在级间匹配电路80F中，借助于将电阻Rde1的阻值和电容器Cd3的电容值选择为使在晶体管Trd1导通时发生并联谐振的值，可以抑制在晶体管Tr1处于关断状态的EDGE模式下从节点N5向晶体管Tr1侧的信号漏泄。
[实施例7的变例]
在图10所示的放大部28F的结构中，通过设置图7的信号传送部58C、端子82和电感Ld2以取代信号转送部58，可以得到与实施例4相同的效果。
另外，在图10所示的放大部28F的结构中，通过设置图8的信号传送部58A以取代信号转送部58，可以得到与实施例5相同的效果。
另外，在图10所示的放大部28F的结构中，通过设置图9的信号传送部58E、端子82和电感Ld2以取代信号转送部58，可以得到与实施例6相同的效果。
[实施例8]
实施例8以开关电路100G代替实施例1～实施例7中的传送部的二极管D1。
图11是示出开关电路100G的结构的电路图。
参照图11，开关电路100G包含集电极与节点N1连接、发射极与节点N2连接的晶体管Trd2；以及模式选择电压Vmod2施加至其一端，而另一端与晶体管Trd2的基极连接的电阻Rdb2。
在将模式选择电压Vmod2设定为H电平时，开关电路100G将节点N2与节点N1连接。这是由于因节点N2通过电阻和电感与接地节点相联结，从而在晶体管Trd2的基极与发射极之间施加了超过Vbe的电压的缘故。
通过采用开关电路100G，也能得到与实施例1～实施例7相同的效果。另外，在二极管中，当输入信号的振幅大时该二极管导通，但若在晶体管中，则不管输入信号的振幅如何，都能够将输入信号截止。
在实施例8中，也能够提供可进行GSM/EDGE模式切换的增益切换型功率放大器而不增加接收频带的噪声功率。
如上所述，通过设置与包含晶体管的初级放大级并联的传送电路，能够进行增益切换而不增加接收频带噪声功率。另外，可以降低在进行功率放大器的增益切换时的信号传送损耗，从而进行高效率的信号传送。
另外，由于在低增益时使初级的晶体管处于关断状态，所以能够降低过多的消耗电流。
这次公开的实施例在全部方面可认为是例示性的而不是限制性的。本发明的范围由权利要求书的范围而不是由上述的实施例的说明来表示，其意图是包含与权利要求的范围均等的意义和范围内的全部的变更。