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本发明提供一种即使对应于输出电流使差动放大电路的工作电流增加也能够稳定地进行工作的稳压器。在具有检测输出电流后使差动放大电路的工作电流增加的电流镜电路的稳压器中，对电流镜电路设置了根据稳压器的工作状态而进行延迟的功能。通过避免主反馈系统和输出电流的反馈系统同时作用来抑制内部工作点变动的情况，使工作的稳定性提高。

1.  一种稳压器，其特征在于，
该稳压器具有：
差动放大电路，其根据所输入的基准电压与对输出晶体管所输出的输出电压进行分压后得到的参考电压之差，来控制所述输出晶体管的栅极电压；
电流源，其提供所述差动放大电路的工作电流；
输出电流检测电路，其检测流过所述输出晶体管的电流；以及
电流镜电路，其根据所述输出电流检测电路的输出电流，来改变所述差动放大电路的工作电流，
所述电流镜电路对所述输出电流检测电路的输出电流发生变化后、改变所述差动放大电路的工作电流的动作设置规定时间的延迟。

2.  根据权利要求1所述的稳压器，其特征在于，
所述电流镜电路在检测到所述参考电压与所述基准电压之差的绝对值为一定值以上后，设置所述延迟。

3.  根据权利要求1所述的稳压器，其特征在于，
所述稳压器具有通常工作状态和待机工作状态，该待机工作状态以比所述通常工作状态低的消耗电流进行工作，
所述电流镜电路在检测出从所述待机工作状态到所述通常工作状态的转移后，设置所述延迟。

4.  根据权利要求1所述的稳压器，其特征在于，
所述电流镜电路通过使所述差动放大电路的工作电流的单位时间变动率小于所述输出电流的单位时间变动率，来设置所述延迟。

5.  根据权利要求1所述的稳压器，其特征在于，
所述电流镜电路具有开关电流电路。

稳压器
技术领域
本发明涉及输出恒定电压的稳压器，更具体地说，涉及稳压器的低功耗化。
背景技术
稳压器的目的在于：无论输入电压和提供给负载的输出电流变动与否，都对与输出端连接的电子设备提供稳定的电压。其广泛应用于以信息设备和移动通信设备等的稳定工作为目的的场合。
在便携通信设备中，实现电池的小型轻量并延长工作时间是设备性能上最重要的课题。包含稳压器的装置的低功耗化可以既确保较长的工作时间又实现电池的小型轻量。
稳压器的功耗Pd用(1)式来表示。
Pd＝Vin·Iss+(Vin-Vout)·Iout......(1)
在(1)式中，Vin是向稳压器输入的输入电压、Vout是稳压器输出的输出电压、Iout是从稳压器向与负载连接的设备提供的输出电流、Iss是稳压器自身进行工作所需要的消耗电流。
这里，Vout和Iout是由作为稳压器的负载而连接的电路的要求规格确定的，因此为了削减稳压器的功耗而需要减小Vin-Vout，即需要减小输入输出电压差，以及减小Iss即稳压器的消耗电流。
在输入输出电压差小、被称为所谓LDO的稳压器中，使用适合于减小输入输出电压差的P型MOS晶体管来作为输出驱动器。这里，进行工作所需要的最低输入输出电压差大致与输出电压的导通电阻成正比。因此，为了在同一过程中进一步减小输入输出电压差，而必须增大输出驱动器的W长度。这就意味着栅极面积增大。
另一方面，稳压器对输出驱动器进行控制，以使内部的基准电压与对稳压器所输出的电压进行监测用的参考电压相等。在负载电流急剧变动等的瞬态响应时减小输出电压变动的效果，由能够怎样尽快地改变作为输出驱动器的控制端子的栅极电位来决定。由于输出驱动器的栅极端子具有较大的寄生电容，因此，为了使栅极电位迅速变动，只有通过增大作为栅极充放电电流的差动放大电路工作电流，或减小栅极面积来减小栅极电容值，而别无他法。这表示在输入输出电压差与消耗电流之间存在折中，这样难以设计出功耗小的稳压器。
作为在抑制消耗电流的同时改善瞬态响应特性的结构，提出了如图2所示的电路。
图2所示的现有稳压器利用与输出晶体管9并联连接的晶体管6来监测输出电流，使与输出电流成比例的电流反馈到晶体管8、即差动放大电路的尾电流(tail current)中。通过采用这种电路结构，使差动放大电路的工作电流与稳压器的输出电流成比例地增加。因此，可以在抑制稳压器低负载时的消耗电流的同时改善高负载时的瞬态响应特性。
并且，作为上述方法以外的降低功耗的方法，稳压器自身具有通常工作状态和待机工作状态这两种状态对降低消耗电流也是有效的，其中，通常工作状态是进行输出电压的调节工作的状态，待机工作状态是停止调节工作并降低稳压器自身的消耗电流的状态。
【专利文献1】日本特开平3-158912号公报
然而，在现有图2结构的稳压器中，除了通常的输出电压信号的反馈系统之外，还存在将输出电流反馈到差动放大电路的反馈系统。因此，在双方反馈系统的工作点同时工作的情况下，存在由于各反馈系统的相互作用而导致工作不稳定的情况。
发明内容
本发明正是鉴于上述问题而完成的，其目的是提供一种即使在双方反馈系统的工作点同时工作的情况下也能够稳定地进行工作的稳压器。
因此，本发明的稳压器采用了如下结构：检测基准电压与参考电压之间的差分的绝对值大于一定值的状态，在检测到该状态后的一定期间内减缓输出电流反馈系统所引起的工作点变动，由此来抑制不稳定工作。并且同样地，检测基准电压与参考电压不相等的状态，在该状态起的一定期间内停止输出电流的变动，并在一定期间后开始输出电流的反馈动作。
另外，在上述具有待机工作状态和通常工作状态的稳压器中，采用如下结构：基准电压与参考电压不相等的期间处于从待机工作状态转移到通常工作状态的期间内，因此检测从待机状态转移到通常工作状态的状态转移，在该状态起的一定期间内减缓输出电压反馈系统所引起的工作点变动，由此来抑制不稳定工作。而且，检测从待机状态转移到通常工作状态的状态转移，在该状态起的一定期间内停止输出电流的变动，并在一定期间后开始输出电流的反馈动作。
显然本发明的本质在于：相对于通常反馈系统的工作点的变动，对输出电流反馈系统的工作点变动设置延迟，因此即使采用输出电流反馈系统自身检测输出电流的急剧增加并使差动放大电路的电流增加变缓的结构，也可以取得同样的效果。
根据本发明的稳压器，可提供如下的稳压器，该稳压器采用了如下结构：检测基准电压与参考电压之间的差分的绝对值大于一定值的状态、并在检测到该状态后的一定期间内减缓输出电流反馈系统所引起的工作点变动，因此可以在抑制低负载时的消耗电流的同时改善高负载时的瞬态响应特性，提高了瞬态响应中的工作稳定性。
附图说明
图1是示出本发明的稳压器的概念的一例的框图。
图2是现有稳压器的电路图。
图3是第1实施例的稳压器的电路图。
图4是第2实施例的稳压器的电路图。
图5是示出第1实施例的稳压器的电流镜电路的一例的电路图。
图6是示出本发明第1实施例的稳压器的差电压检测电路的一例的电路图。
图7是示出第2实施例的稳压器的电流镜电路的一例的电路图。
图8是示出第1实施例的稳压器各节点的电压电流变化的图。
图9是示出第2实施例的稳压器各节点的电压电路变化的图。
标号说明
100 基准电压电路
101 恒流电路
102 差动放大电路
103 输出驱动器
104 分压电路
105 输出电流检测电路
106、406 电流镜电路
107 差电压检测电路
205 工作选择端子
具体实施方式
图1是示出本发明的稳压器的概念的图。
本发明的稳压器具有：基准电压电路100、恒流电路101、差动放大电路102、输出驱动器103、分压电路104、输出电流检测电路105、以及电流镜电路106。
基准电压电路100连接在输入电源电压的输入端子200与接地端子202之间，并与输入电压无关地将恒定的基准电压VREF提供给差动放大电路102的反转输入端子。输出驱动器103与输入端子200和输出端子201连接，控制端子203由差动放大电路102的输出进行控制。恒流电路101连接在输入端子200与接地端子202之间，向差动放大电路102提供恒定电流。另外，恒流电路101也可以使用如图2中的晶体管5那样在栅极与源极之间施加了恒定基准电压VREF的MOS晶体管。分压电路104连接在输出端子201与接地端子202之间，向差动放大电路102的非反转输入端子提供参考电压VFB，该参考电压VFB是根据预定的分压比对输出电压进行分压而获得的。
差动放大电路102对恒定基准电压VREF与基于输出电压的参考电压VFB进行比较，控制输出驱动器103使这两个电压相等，因此，输出端子201的输出电压进行与输出电流无关地输出恒定电压这样的工作。输出电流检测电路105检测输出驱动器103的控制端子203的电位，向电流镜电路106输入与输出电流相应的电流。另外，输出电流检测电路105也可以检测流过输出驱动器103的电流本身。电流镜电路106将基于输出电流检测电路105所提供的输出电流的电流提供给差动放大电路102的电流供给端子204。通过这种电流反馈，当输出电流为0时仅从恒流电路101向差动放大电路102提供电流，从而实现消耗电流的降低。此外，在输出电流较大的情况下，除了来自恒流电路101的电流供给之外，还向差动放大电路102提供与输出电流相应的电流，因此能够改善瞬态响应特性。
这里，电流镜电路106具有如下的功能：对在输出电流检测电路105的输出电流根据稳压器的工作状态而发生变化后、改变差动放大电路102的工作电流的动作设置延迟。因此，在输出电流急剧增大等瞬态响应时，由于电流镜电路106的效果，首先发生由参考电压VFB变化的反馈而引起的电路内部工作点根据的变动，之后发生由输出电流的增大而引起的差动放大电路的工作电流的增大。因此，由该电流反馈引起的工作点变动与所述参考电压VFB的反馈引起的工作点变动相比发生得晚或者迟缓，所以能够抑制由双方反馈系统的工作点同时工作而引起的、各个反馈系统的相互作用造成的工作不稳定。
【实施例1】
图3是第1实施例的稳压器的电路图。
第1实施例的稳压器具有：基准电压电路100、恒流电路101、差动放大电路102、输出驱动器103、分压电路104、输出电流检测电路105、电流镜电路106以及差电压检测电路107。
基准电压电路100连接在输入电源电压的输入端子200与接地端子202之间，与输入电压无关地将恒定的基准电压VREF提供给差动放大电路102的反转输入端子。输出驱动器103与输入端子200和输出端子201连接，控制端子203由差动放大电路的输出进行控制。分压电路104连接在输出端子201与接地端子202之间，向差动放大电路102的非反转输入端子提供参考电压VFB，该参考电压VFB是根据预定的分压比对输出电压进行分压而获得的。差动放大电路102对输入端子输入基准电压VREF和基于输出电压的参考电压VFB，其输出端子与输出驱动器103的控制端子203连接。恒流电路101连接在输入端子200与接地端子202之间，向差动放大电路102的电流供给端子204提供恒定电流。
输出电流检测电路105由与输出驱动器103的控制端子203并联连接的PMOS晶体管构成，并向电流镜电路106输入与输出电流成比例的电流。电流镜电路106向差动放大电路102的电流供给端子204供给基于由输出电流检测电路105提供的电流的电流。
电流镜电路106是如图5所示的所谓开关电流电路。电流输入端子206与NMOS晶体管10的栅极端子和漏极端子连接。电流输出端子207与NMOS晶体管11的漏极端子连接。在NMOS晶体管11的栅极与漏极之间连接有电容52。NMOS晶体管10和11的栅极之间连接有作为开关进行工作的NMOS晶体管12。该NMOS晶体管12的栅极端子经由反相器电路53而被控制端子208控制。
差电压检测电路107对基准电压电路100所输出的基准电压VREF和分压电路104所输出的参考电压VFB进行比较，输出用于控制电流镜电路106的控制端子208的信号。
图6示出了差电压检测电路107的结构的一例。对输入端子209和210分别输入参考电压VFB和基准电压VREF。对比较电路54输入参考电压VFB和加入了偏置电压56的基准电压VREF。对比较电路55输入基准电压VREF和加入了偏置电压57的参考电压VFB。通过0R电路58对各自的比较结果取逻辑和，并将其作为控制信号VDET输出到输出端子211。输出端子211与电流镜电路106的控制端子208连接。
如上构成的第1实施例的稳压器通过进行如下工作而具有瞬态响应中的工作稳定性。
差动放大电路102将基准电压电路100所输出的基准电压VREF与分压电路104对输出电压分压后得到的参考电压VFB进行比较，并控制输出驱动器103的控制端子203，进行使输出端子201的电压恒定的工作。
通过恒流电路101和流过电流镜电路106的电流来控制差动放大电路102的工作电流。流过电流镜电路106的电流是根据NMOS晶体管10和11所设定的电流镜像比、对与流过输出电流检测电路105的输出电流成比例的电流进行镜像而得到的值。电流镜电路106是开关电流电路，根据差电压检测电路107的控制信号VDET来控制该电流镜电路106的工作。
在图6的差电压检测电路107中，比较电路54和55对输入到输入端子209的参考电压和输入到输入端子210的基准电压VREF与分别加上偏置电压56和57后的电压进行比较。然后，在参考电压VFB大于基准电压VREF与偏置电压56之和、或者基准电压VREF大于参考电压VFB与偏置电压57之和时，输出端子211输出高电平(H)信号。相反，在参考电压VFB小于基准电压VREF与偏置电压56之和、且基准电压VREF小于参考电压VFB与偏置电压57之和时，输出端子211输出低电平(L)信号。即，输出信号根据偏置电压56和偏置电压57、以及基准电压VREF与参考电压VFB之差的绝对值|VREF-VFB|的大小而变化。然后，该输出信号被输入到电流镜电路106的控制端子208。
在图5的电流镜电路106中，在对控制端子208输入低电平信号时，NMOS晶体管12的栅极为高电平，源极与漏极之间成为导通状态，进行电流镜像工作。另一方面，在对控制端子208输入高电平信号时，NMOS晶体管12的栅极电位为低电平，从NMOS晶体管10的栅极到NMOS晶体管11的栅极的路径成为绝缘状态。此时，电容52保持NMOS晶体管11成为绝缘状态之前的栅极/源极电压。因此作为结果，NMOS晶体管11的输出电流即电流输出端子207的输出电流是继续输出控制端子208即将转移至高电平之前的电流。
通过上述动作，输出电压的变动通过流过电流镜电路106的电流而作为差动放大电路102的工作电流进行反馈。通过这种电流反馈，当输出电流为0时仅从恒流电路101向差动放大电路102提供工作电流，从而实现消耗电流的降低。此外，在输出电流较大的情况下，除了来自恒流电路101的电流供给之外，还从电流镜电路106提供与输出电流相应的电流，因此能够改善差动放大电路102的瞬态响应特性。
图8是示出输出电流变化时的第1实施例的稳压器各节点的电压电流变化的图。
在如图8(a)所示输出电流Iout增加的情况下，如图8(b)所示，输出电压Vout没有完全跟随而产生下冲(undershoot)。结果，参考电压VFB也产生下冲，因此差电压的绝对值|VREF-VFB|变大。在差电压的绝对值|VREF-VFB|大于偏置电压56和57时，如图8(c)所示，差电压检测电路107的输出信号VDET变为高电平。因此，如图8(d)所示，在电流镜电路106的控制端子208从低电平转移至高电平的期间，流过电流输出端子207的电流不发生变化。NMOS晶体管11的漏电流I10、即流过电流输出端子207的电流继续保持到差电压的绝对值|VREF-VFB|小于偏置电压56和57、控制端子208再次转移至低电平L为止。在控制端子208转移至低电平后，电流镜电路106转移到通常的电流镜像工作，因此差动放大电路102的工作电流根据输出电流的变动而增减。
作为结果，在输出电流急剧增加时，由于电流镜电路106的效果，先发生由参考电压VFB变化的反馈而引起的电路内部工作点的变动，之后发生由输出电流的增大而引起的差动放大电路102的工作电流的增大。因此，这种电流反馈所引起的工作点变动与参考电压VFB反馈所引起的工作点变动相比发生得晚，所以能够抑制由双方反馈系统的工作点同时工作而引起的、各个反馈系统的相互作用造成的工作不稳定。
【实施例2】
图4是第2实施例的稳压器的电路图。
第2实施例的稳压器具有：基准电压电路100、恒流电路101、差动放大电路102、输出驱动器103、分压电路104、输出电流检测电路105以及电流镜电路406。与图3的第1实施例的稳压器的差别在于：具有电流镜电路406来代替电流镜电路106，具有工作选择端子205来代替差电压检测电路107。
除了电流镜电路406的工作和工作选择端子205的工作之外，都与图3的第1实施例的稳压器相同，因此进行省略。
第2实施例的稳压器例如在工作选择端子205处于高电平时为通常工作状态，在工作选择端子205处于低电平时为低消耗的待机工作状态。在待机工作状态的情况下，以基准电压电路100、恒流电路101为首的各电路成为停止状态。
图7是第2实施例的稳压器的电流镜电路406的电路图。
由端子206、207和208以及NMOS晶体管10和11构成的电流镜电路与电流镜电路106相同。
电流镜电路406在NMOS晶体管10和11的栅极之间连接有作为可变电阻进行工作的NMOS晶体管12。NMOS晶体管12的栅极端子与电容59连接。PMOS晶体管14和13构成电流镜电路。电流镜电路通过恒定电流Iout对电容59进行充电，该恒定电流Iout是对恒定电流Icharge进行镜像而得到的。PMOS晶体管17根据端子208的信号来控制电流镜电路的工作。NMOS晶体管18与电容59连接，并通过端子208的信号来控制容量59的充放电动作。晶体管15和16与电容59连接，对电容59的充电电压进行钳位控制。
如上构成的第2实施例的稳压器具有通过进行如下工作来使稳压器进行稳定工作的功能。
图9是示出第2实施例的稳压器各节点的电压电流变化的图。
当对工作选择端子205输入低电平、即控制端子208的电压V208为低电平时，NMOS晶体管18成为导通状态，PMOS晶体管17成为截止状态。在该状态下，NMOS晶体管12成为截止状态，不对NMOS晶体管11的栅极施加电压，电流输出端子207的输出电流为0。此外，电容59通过NMOS晶体管18进行放电。
当如图9(a)所示对工作选择端子205输入高电平、即控制端子208的电压V208变化为高电平时，NMOS晶体管18成为截止状态，PMOS晶体管17成为导通状态。电容59通过电流镜电路的作用，以图9(b)所示的恒定电流Iout来进行充电。如图9(c)所示，电容59的充电电压VG以固定斜率上升。因此，NMOS晶体管12的导通电阻缓缓下降，作为结果，如图9(d)所示，电流输出端子207的电流也缓缓增加。
当电容59的充电电压VG接近晶体管15与16的阈值电压之和时，充电电流开始流过NMOS晶体管15和16，因此电容59的充电电压VG停止上升。因此，电容59的充电电压VG被钳位在晶体管15与16的阈值电压之和的电压。此时，NMOS晶体管12的导通电阻充分降低，因此NMOS晶体管11和10与通常的电流镜电路同样地进行工作。作为结果，流过电流镜电路406的晶体管11的电流I10、即流过电流输出端子207的电流相对于从待机状态转移至通常状态时输出电流Iout的变化，成为缓慢的变化。
如上的第2实施例的稳压器通过电流镜电路406的工作，与稳压器从待机状态转移到工作状态时由参考电压VFB反馈系统引起的工作点的变动相比，减缓了由输出电流的增加引起的工作点变动，作为结果，可抑制由双方反馈系统的工作点同时工作而引起的、各个反馈系统的相互作用造成的工作不稳定。
另外，显然对于实施例2中的通常工作状态与待机工作状态的切换，即使不通过外部端子、而在内部自动地切换，也能够获得同样的效果。
此外，在实施例2中，记载了在待机工作状态下不进行调节工作的情况的实施例，不过显然，在进一步抑制了消耗电流的状态下进行调节的待机工作状态中，也能够获得同样的效果。
此外显然，即使通过使差动放大电路的工作电流在每一单位时间内的变动率小于输出电流在每一单位时间内的变动率来实现电流镜电路的延迟，也能够获得同样的效果。