丁类放大器 本发明涉及权利要求1的前序部分中公开的丁类放大器。
本发明广泛涉及电信、视频和测听领域中的便携产品，以及助听器和其它微电子产品，装置的重量和物理尺寸对于该装置的应用领域和市场销售起着重要作用。
能耗通常属于准确确定便携装置的重量和物理尺寸的重要因素。因此，在许多方面，进行尽可能降低能耗的尝试。
丁类放大器的功能涉及由适当的信号，例如音频信号对恒定的高频信号的脉宽调制。该调制信号耗散在诸如扬声器之类的负载两端，由于该高频信号的频率比构成负载的低通滤波器的传送范围高得多，因而滤除了高频调制分量。
丁类放大器的特征在于由少量元件组成，并且与例如甲乙类放大器相比消耗很少的电流。
然而，已知的丁类放大器的典型问题是当其没有信号时流经负载地相对高的DC空载电流。
在专利公开号No.US-A-5,352,986中公开了一种丁类放大器，其中通过反馈从极性相反的两个高频脉冲平均相应的脉冲时间得到的信号来使空载电流最小，极性相反的两个高频脉冲是脉宽调制的并用来驱动耦合负载的功率级。在此对与脉宽调制器中的模拟分量共同产生的偏置误差进行补偿，该偏置误差导致不希望的无信号DC电流通过负载。
该文献构成了权利要求1引用部分。
然而，按照US-A-5,352,986的电路不能对通过负载的DC电流提供足够精确的补偿。
上述发明的一个主要目的是通过DC反馈进一步降低丁类放大器中的DC误差。
本发明进一步的目的是尽可能少地使用模拟电路元件，从而例如通过在大部分电路中采用ASIC设计来降低耦合产品的成本，并在很大程度上降低或完全避免耦合的调整和校准。
本发明的这些目的是如权利要求1的定义实现的。
在此实现的丁类放大器是具有特别高的效率和低生产成本的放大器。
通过该耦合，实现了通常小于峰值电平0.1％的DC误差电流。
该耦合不需要调节并具有极好的温度稳定性。
此外，该耦合表现出通常非常适合应用在低信号电平的非常低的交叉失真度。
对于已知的丁类放大器，工作通常是通过特定的时间重叠实现的，以减少交叉失真。如果输入信号在特定界限以下，仍然存在较短的并且同时在两个输出端的产生信号。否则将存在死区，其中从无信号到特定的较低信号电平的信号变化将在输出信号中造成分段改变。给出的耦合使其能够按10的多次方减少时间重叠，以使无信号电流消耗相应地减少。
此外，还因大大减低了误差调整电路的复杂性而节省了一些电流。
图1示出根据本发明的丁类放大器；和
图2示出根据本发明的丁类放大器的信号序列。
输入信号，在这种情况下，音频信号通过电容器C8并馈送到包含运算放大器IC8B的前置放大器，运算放大器的增益由可调节的电阻网络Rf调整，其偏置电平可通过施加到运算放大器正输入端的电压Vbias设置。在运算放大器IC8B中放大的模拟信号F馈送到常规脉宽调制器，常规脉宽调制器主要由下列电路元件构成：构成斜坡发生器的恒定电流发生器I1/电容器C5，比较器IC7B和＂或＂电路IC5A。
以正常方式在石英晶体周围设置系统时钟电路以产生相对于输入信号，例如32kHz相对高的时钟频率。该电路产生在缓冲链路、＂与非＂电路IC3A中反相的系统时钟信号A。
由电路元件IC3B、斜坡复位定时电路R8/C11/＂或＂电路IC2A将系统时钟信号A转换成斜坡复位信号D，链路R8/C11确定斜坡复位脉冲D的持续时间。斜坡复位信号D设定斜坡发生器I1/C5在电开关IC6A两端为零，以便产生频率相对高的锯齿形参考信号E。该锯齿形参考信号E在比较器IC7B中与声音导出的信号F比较，比较器的输出信号形成脉冲调制输出信号G。由＂或＂电路IC5A从信号G产生脉宽调制信号H，＂或＂电路的工作循环与给定时间内的模拟输入信号的幅度对应。
由＂或＂电路IC2C和＂与非＂电路IC3C组成的差分发生器把脉宽调制的脉冲串H转换成双极性脉冲串I和J。现在必须直接放大这些脉冲驱动信号并施加到诸如扬声器之类的负载。
同样，从系统时钟信号A得到作为参考时钟或ref时钟C的信号，并通过缓冲链路IC2B和IC2D相对于系统时钟信号A以这样一种方式延迟：即参考时钟C是偏离斜坡复位信号D，否则与斜坡复位信号D同步出现的时间状态。
参考时钟信号C通过＂或＂电路IC2C控制脉冲串I中各个脉冲的后边沿实际上几乎与参考时钟信号C中的正变化C0一致。同样，参考时钟信号C通过＂与非＂电路IC3C控制脉冲串J中各个脉冲的前边沿实际上几乎与参考时钟信号C中的正变化C0一致。
功率级IC1B放大信号I和J并直接耦合到负载端，在该实例中，负载是一个扬声器。向该功率级提供压摆率限定(slew-rate-limiting)输出，以减少来自功率级的高频辐射。
相应的脉冲驱动信号I和J在相应的倒相器IC6A和IC6B两端各自驱动电开关，开关的输出加入到连线K。信号I驱动开关IC4B，产生带有正参考电压的脉冲，而信号J驱动开关IC4C，产生带有电压0的脉冲。由于信号I或J之一的脉冲长度将直接表达为因脉宽调制电路中的偏移误差和延迟造成的误差中的相位误差，该相位误差代表DC误差，其基于模拟成分的容限很容易产生，当未向放大器的输入端施加信号时，可从信号I和J直接得出与DC误差有关的信息。
在链路R3/C4两端对信号K积分，由此而形成相应脉冲串I和J的平均值，并由此表示脉宽调制器中已出现的DC误差。同样由R2/C6滤除高频分量的信号，例如＂低频干扰＂(glitch)反馈到比较器IC8B的正输入端，由此调整偏移以补偿已出现的DC误差。
下面参考图2更详细地描述根据本发明的信号序列。
从图2中看出，全部从系统时钟得出的信号A、B和C相互之间偏移。这样做是为了抵消来自锯齿形发生器的＂低频干扰＂的负效应。可以看出，参考时钟信号C相对于斜坡复位脉冲D略有延迟，由于该脉冲D定义锯齿形脉冲E，参考时钟信号C的周期与锯齿形脉冲E的周期具有准确相同的持续时间，但相互略有偏移。
示出的信号对应于信号A的约32μs周期，32μs对应于32kHz的系统时钟信号。
由上升边C0看出，参考时钟C位于锯齿形脉冲侧边之间的中点。该点表示每个锯齿形脉冲上的参考点。该点不必构成锯齿形脉冲侧边之间准确的几何中点，但定义了在每个锯齿形脉冲上具有相同位置的点。
在图2中，示出多个叠加在锯齿形脉冲E上放大的和调整偏移的、模拟输入信号F的信号值。Fh表示高信号电平，Fi表示靠近空载电压的信号电平，F1表示低信号电平。
示出与32kHz系统时钟信号对应周期的信号A。
在图2中用锯齿形脉冲E下的符号h、i和l表示包括这三个输入电平的信号驱动脉冲G、H、I和J的构成的信号序列。
在高信号电平Fh的情况下，当锯齿形脉冲E超过Fh时，比较器IC7B从高变为低。该变化定义了双极性脉冲驱动信号Ih的后边沿。由参考时钟C的上升边沿C0定义脉冲驱动信号Ih的前边沿。
在低信号电平F1的情况下，当锯齿形脉冲E超过F1时，其应用类似，比较器IC7B从高变为低。该变化定义了双极性脉冲驱动信号I1的前边沿。由参考时钟C的上升边沿C0定义脉冲驱动信号Ih的后边沿。
如上面说明的，信号K表示所谓的相位误差信号，并为反馈到比较器作为偏置电压以补偿DC误差的电压Vbias对信号K积分。
在空载信号Fi的情况下，可以看出比较器IC8B使Hi从高向低变化，并带有相对于时钟信号参考时钟C的特定延迟。这表明Ji简短地下降，由此从该输出发射脉冲串，而另一个输出I不变。该误差信号通过负载产生DC误差电流。
然而，在积分器链路R3/C4两端对这些简短的误差脉冲积分，结果是C4两端的电压Vbias通过比较器IC8B调整AC输入信号的偏移，以便将上述误差脉冲调节到可忽略的值以下。
从上述实例直接可以得出Vbias校正信号的幅度取决于脉冲Ji的长度，或换句话说，取决于脉冲Ji相对于由参考时钟信号C的正边沿C0定义的参考点延迟的时间长度。
不仅是在锯齿形信号参考中点附近的恒定空载信号在与参考时钟的C0对应的幅度值将使Vbias调整。当向输入端施加AC信号时，由于AC成分极性相反且幅度相等，所得到的DC误差电流将对应于DC误差调整Vbias。