发送机及接收机 【技术领域】
本发明涉及发送机及接收机，特别涉及移动通信中使用的便携式发送机及接收机。
背景技术
无线发送机的结构的一例示于图10。这种无线发送机的结构例如记载于日本国特开平7-254864号公报的图3上。
在图10的无线发送机中，混频器11在中频放大信号(IF)上混合本地振荡信号(Lo)，变换为高频信号(RF)。高频信号由驱动放大器12及功率放大器13放大。
耦合器14使功率放大器13的输出的一部分分支，提供给用于进行功率放大器的输出监视的检测器16。
隔离器15起下述作用：使电磁波对某个方向不衰减地通过，而对与其相反的方向，则吸收电磁波的功率。由此，防止天线18a、18b接收到的信号进入功率放大器13。
此外，由于存在隔离器15，所以即使天线18a、18b的负载变动，其恶劣影响也不会波及功率放大器13，功率放大器13的工作不会不稳定。此外，也防止功率放大器13的输出信号地S/N恶化。
天线共用器17起下述作用：对于至少一个天线元，切换发送和接收。
如上所述，在图10的无线发送机中，设有隔离器15，所以能够实现功率放大器13的特性的稳定化。然而，产生与插入隔离器15相应的功率损失，电路的占有面积也增大。
因此，预见到该损失，需要预先增大功率放大器13的输出电平。如果功率放大器的输出电平增大，则功率放大器13的消耗功率增大，功率放大器的失真量也增大。
如果删除隔离器15，则解决了功率损失的问题和空间的问题，但是另一方面，招致功率放大器的特性的不稳定化。特别是，在携带电话机等移动终端的情况下，使用环境变化多样，随之功率放大器的负载(天线18a、18b的负载)简单地变动。
例如，在通话时，在将装置本体靠近人体、或者在金属桌上使用的情况下，便携电话机的天线与人体或金属板电容耦合，从而发送机的负载变动很大。
这种负载变动导致天线和发送信号路径之间的阻抗不匹配，产生无用的反射波。因此，天线的VSWR特性恶化，通信品质降低。
同样的问题在接收机中也发生。
本发明是为了解决这种问题而提出的。因此，其目的是不用隔离器就能抑制负载的变动，实现发送机或接收机的低失真化、低消耗功率化及省空间化。
发明概述
在本发明的发送机或接收机中，通过检测与放大电路有关的物理量、即电流量或增益的变动，来估计史密斯圆图上工作点的存在范围。由此，知道发送机的负载(放大电路的输出阻抗)的变动方向或变动电平、或噪声指数的增减等。
即，通过检测放大电路的电流量或增益的变动这一简单的方法，能够实时检测发送机或接收机的负载变动。
然后，调整可变负载电路的负载值，使放大电路的输入端或输出端的阻抗变化。即，对于放大电路的输出阻抗，进行一种负反馈控制，以便抑制该阻抗的变动。
由此，缓和了发送机或接收机的负载变动，回避了通信品质的急剧恶化。因此，能够省去隔离器。因此，能够减少电路的占有面积。此外，能够削减电路的消耗功率。
此外，对发送机的负载变动进行实时补偿，所以功率放大器的特性被稳定化。
例如，在本发明的发送机的一形态中，根据放大电路的工作电流或增益的变动来检测发送机的阻抗的变动，实时校正该阻抗的变动。由此能够得到稳定的特性，无需隔离器。
此外，在本发明的发送机的另一形态中，在功率放大器前配置可变增益放大器。如果使用可变增益放大器的控制信息，就能够正确地知道功率放大器的输入信号的电平。由此，能够更正确地知道功率放大器的增益。因此，发送机的负载变动的检测精度提高。
在本发明的发送机的另一形态中，估计史密斯圆图上的工作负载点的存在范围，沿缓和工作负载点变动的方向来调整可变负载电路的负载。
即，根据史密斯圆图，知道负载的复数阻抗的轨迹。因此，根据放大器的电流或增益来估计史密斯圆图上的、变动后的工作点的存在范围。然后，沿补偿该变动的方向来调整可变负载。由此，即使是简单结构的电路，也能够在天线和发送传输线路之间实现良好的阻抗匹配。
在本发明的发送机的另一形态中，设有与信号线路并联的可变负载电路，调整发送机的阻抗。
便携电话机受天线和人体等之间的电容耦合的影响而使输入输出阻抗简单地变动。然而，如果使用本发明的发送机，则即使在便携电话机中，也能够始终得到稳定的发送特性。
在本发明的接收机的一个形态中，根据放大电路的消耗电流来检测接收机内置的放大电路的输入阻抗的变动方向及变动电平。然后，调整可变负载电路的负载，以便补偿放大电路的输入阻抗的变动。
接收机初级的放大电路、特别是低噪声放大器对输入阻抗的变动敏感，特性容易受其影响而变动。因此，本发明这种使用负反馈的输入阻抗稳定化很有效。由此，能够稳定便携电话机的接收特性。
包括本发明的发送机和接收机两者的通信装置的性能被稳定化，所以始终确保良好的发送和接收。
附图的简单说明
图1是本发明实施例1的接收机的主要部分的方框图；
图2是实施例1的可变负载电路及控制电路的主要部分的具体结构例的电路图；
图3A是实施例1的史密斯圆图(スミスチャ一ト)上的工作负载点(变动前)的位置示意图；
图3B是实施例1的、史密斯圆图上工作负载点(变动后)的位置示意图；
图4是实施例2的接收机的主要部分的结构方框图；
图5是实施例2的、史密斯圆图上工作负载点位置(变动前及变动后)的示意图；
图6是实施例3的接收机的主要部分的结构方框图；
图7是实施例3的、史密斯圆图上工作负载点的位置(变动前及变动后)的示意图；
图8是实施例4的接收机的主要部分的结构方框图；
图9是实施例5的接收机的主要部分的结构方框图；
图10是本发明的用于抑制发送机或接收机的负载变动的过程的说明流程图：以及
图11是现有发送机的一例的结构方框图。
实施发明的最好形式
以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。
(实施例1)
图1是实施例1的接收机的主要部分的方框图。
该发送机例如被内置在便携电话机中。该发送机如图所示，包括：混频器11，将中频信号(IF信号)变换为高频信号(RF信号)；驱动放大器12，放大RF信号；功率放大器(功率放大电路)13；天线共用器17；以及多个天线元18a、18b。
此外，具有：电流检测器21，检测功率放大器13的消耗电流(工作电流Idd)；可变负载19；以及控制电路20，根据电流检测器21的检测电平来控制可变负载19的负载切换。
与现有例不同，未设隔离器。
在本实施例中，混频器11的放大率及驱动放大器12的放大率都被调整为一定的值。因此，功率放大器13的输入信号的电压电平被控制为一定的电平。所以，通过检测功率放大器13的输出电平，能够知道功率放大器13的增益。
功率放大器13的特性对输出端的负载特性影响很大。因此，需要按照用途来预先正确地调整输出端的负载特性，但是在便携机的情况下，如上所述由于天线和人体之间的电容耦合等而使负载特性急剧变化。因此，为了对此进行补偿，控制电路20控制(例如切换控制)可变负载19。
图2是用于进行负载的切换控制的结构例的电路图。
检测功率放大器13的工作电流量的电流检测器21具有电流/电压变换用的电阻R4、和电压测定器30。电压测定器30的检测信号被提供给控制电路20。
控制电路20的开关电路23将规定的阈值电平和电压测定器30的检测输出的电平进行比较，按照该结果来切换将开关连接到端子S1、或者连接到S2。
在开关被连接到端子S1时，控制电路20中的NPN晶体管Q1截止，而在开关被连接到端子S2时，NPN晶体管Q1导通。
在NPN晶体管Q1截止时，控制电路19内的二极管D1的两端A、B的电位都被固定到Vdd，二极管D1截止。在此状态下，可变负载19从信号线L1看来处于高阻抗状态(开路状态)，功率放大器13的输出负载不受任何影响。
这里，在开关电路23中，如果开关被连接到端子S2，则NPN晶体管Q1导通。于是，二极管D1的阴极(A点)的电位大致成为0V。固定电压Vdd是0.7V以上的电压。因此，二极管D1为正向偏置而导通，负载24经隔直流电容器C1、C2交流地连接到信号线L1。由此，功率放大器13的负载变化。
用这种切换电路，适当地切换例如电容不同的多个负载到信号线的连接/断开。由此，能够使可变负载电路19的负载值变化，以便补偿功率放大器13的输出端负载(发送机负载)的变化。
这里的问题是，如何检测功率放大器13的输出端负载变动的方向和电平。
以下，讨论这一点。
如果发送机负载变动，则功率放大器13的特性本身受该变动的影响而变化。通过将该特性的变动重合在史密斯圆图上来看，能够估计负载变化的方向(即增大还是减少)、和该变动的电平。
图3A、3B示出在史密斯圆图上功率放大器13的增益(在图中，记作“Gain”)、功率效率(记作“eff”)及信号的失真特性(记作“ACP”)各特性线相互处于什么样的关系。
即，假设对于功率放大器13，得到图3所示的关系，作为预先调查输出端的阻抗(负载)、和增益、功率效率、失真特性各特性之间的关系所得的结果。
所谓功率放大器13的“增益”，是指输出电压电平与输入电压电平之比。
此外，所谓“功率效率”，是指输入和输出功率与功率放大器13的消耗功率之比，用下面的(1)式来表示。
“功率效率”=(输出功率-输入功率)/(Vdd×Idd)......(1)
这里，Vdd是电源电压，Idd是功率放大器的工作电流。
此外，功率放大器的“输入功率”是输入信号的电压的有效值。基带调制信号的振幅一定。如果功率放大器13的前级配置的驱动放大器12的电压增益一定，则功率放大器13的输入信号的功率也唯一地确定。
此外，在本实施例中，假定功率放大器13的“输出功率”一定。
功率放大器的输入信号的电平如上所述是一定的电平，而且已知。此外，功率放大器的输出电平一定。此外，电源电压Vdd也已知。
因此，从(1)式可知，“功率效率”可以看作Idd(消耗电流)的函数。即，如果知道功率放大器13的消耗电流Idd的值，则也知道功率效率(eff)。
此外，失真特性(ACP)与邻接信道泄漏功率是同义词。即，发送信号的功率、和通过输出该发送信号而在相当于邻接信道的频带上引起的信号的功率之比。
邻接信道泄漏功率(失真特性：ACP)的值越小，则发送信号的失真量越大。
这里，在图3A中，假设当前的工作负载点是“A”点。在此情况下，“功率效率(eff)”是20％以上，“增益”是10dB以上，此外，“ACP(失真)”是-50dB以下。
这里，假设由于负载变动，如图3B所示，工作点移动到“B”点。
在此情况下，“ACP(失真)”为-40dB以下，失真急剧增大。另一方面，“功率效率(eff)”为30％以上，比以前增大。从上述(1)式可知，“功率效率(eff)”增大意味着功率放大器的消耗电流Idd减少。
因此，在图1的电路中，如果电流检测器21检测电流(Idd)的量，则控制电路20能够根据该电流量的减少、及其程度，在史密斯圆图上，估计功率放大器的工作点位于“B”的范围附近。
史密斯圆图表示信号线路的复数阻抗(或导纳)的轨迹，所以如果知道工作点的变动方向和大体的变动量，则对阻抗(负载)也知道其增减和程度。因此，控制电路20切换控制可变负载19，以便补偿该阻抗(负载)变动。
这样，即使在发送机中不设隔离器，只需检测功率放大器的消耗电流，就能够估计负载变动的方向和电平。然后，控制放大器输出端的负载，以便补偿该变动。
由此，功率放大器的特性被稳定化，不产生问题。此外，能够用比较简单的电路来实现。因此，能够实现电路占有面积的削减和电路消耗功率的降低。
(实施例2)
图4是实施例2的发送机的方框图。在图4中，对与图1的电路相同的部分附以相同的参考符号。
图4的发送机的结构基本上与图1的电路相同。其中不同点在于：在图1中，设有电流检测器21，与此相对，在图4中，代之以设有用于检测功率放大器13的输出电平的电平检测器16。
电平检测器16起下述作用：对功率放大器13的输出信号进行检波，检测该输出信号的功率。
如图5所示，在史密斯圆图上，如果工作负载点从“A”移动到“B”，则信号的失真(ACP)急剧增大。
此时，功率放大器13的增益从10dB以上增大到11dB以上。因此，即使通过观察功率放大器13的增益，也能够估计负载变动的方向和电平。
因此，在图4的发送电路中，用耦合器14使功率放大器13的输出信号的一部分分支，用电平检测器16来检测该分支的信号的电压电平(即输出功率)。如果知道功率放大器13的输出电平，则由于输入电压电平一定，所以知道功率放大器13的增益。
控制电路20通过功率放大器13的增益急剧增大来判定工作负载点的变动，切换控制可变负载19，以便补偿该变动。由此，得到与实施例1同样的效果。
(实施例3)
图6是本实施例的接收机的方框图。
本实施例的接收机的基本结构与前述实施例相同，其中不同点在于并用电流检测器21和电平检测器16。
即，在前述实施例中，用功率放大器的电流或增益中的某一个来估计工作负载点位于史密斯圆图上的哪里附近。
然而，用某一个参数，其估计的精度未必高。因此，在本实施例中，使用两个物理量(参数)。
例如，在只根据功率放大器的增益变化来估计输出端的负载状态的情况下，不能判别图5的工作负载点“B”和“C”。这是因为2个负载点的共同点在于增益都在11dB以上。
因此，并用电流检测器21和电平检测器16两者，通过功率放大器的电流和增益这2个参数的组合，如图7所示，能够更精细地估计工作负载点的存在范围(存在区域)。
即，如图7所示，预先调查功率放大器的电流(即“功率效率”)、增益、发送信号的失真(ACP)等、和功率放大器输出端负载值之间的关系，将该信息记载到史密斯圆图上。由此，史密斯圆图上的区域由2个参数划分为“W1～W11”这11个区域。
这样，如果在史密斯圆图上区域被精细地分割，则能够明确地区别、检测史密斯圆图上的工作负载点“B”和“C”。因此，负载变动的检测精度提高。由此，用于补偿该变动的可变负载19的控制精度提高。此外，功率放大器的输出负载特性更稳定化。
(实施例4)
图8是实施例4的接收机的方框图。
基本结构与前述实施例相同。只是在本实施例中，在功率放大器13的前级设有增益控制放大电路(可变增益放大器：GCA)22。
然后，将该可变增益放大器22的增益控制信息用作求功率放大器13的“功率效率(eff)”时的辅助信息，更正确地进行“功率效率(eff)”的计算。
即，功率放大器的“功率效率(eff)”根据上述(1)式来求。因此，在求功率效率(eff)时，必须已知功率放大器的输入电压。
然而，在CDMA方式的通信机等动态范围宽的系统中，通常输入到功率放大器的电平变化，有时在现实中难以正确知道该输入电平。
因此，通过使用功率放大器13的前级所设的可变增益放大器(GCA)22的增益控制电压的信息，能够正确地知道功率放大器13的输入电压电平。
此外，功率放大器13的输出电平通过图8的电平检测器16来检测。此外，功率放大器13的工作电流Idd能够通过图8的电流检测器21来知道。
因此，能够正确地求功率放大器13的“功率效率(eff)”。所以，能够更正确地估计史密斯圆图上工作负载点的位置。
此外，由于功率放大器13的输入电压和输出电压被正确地检测，所以功率放大器13的“增益”也能够正确地求出。因此，如果使用“功率效率(eff)”和“增益”这两个信息，则能够更正确地估计史密斯圆图上工作负载点的位置。
由此，能够更正确地进行可变负载19的切换控制。
(实施例5)
图9是实施例5的接收机的主要部分的结构方框图。
如图所示，该接收机具有：混频器11、天线共用器17、天线元18a、18b、可变负载19、控制电路20、电流检测器21、以及低噪声放大器(低噪声电路)23。
放大天线元18a、18b接收到的信号的低噪声放大器23的噪声指数(NF)随输入端的负载特性变化很大。低噪声放大器的噪声指数对接收机的接收性能造成很大影响，所以使输入负载稳定化在便携电话机等中特别重要。
低噪声放大器23具有下述特性：其工作电流(消耗电流)按照输入端负载的状态来变化。利用该特性，与前述实施例同样，根据低噪声放大器23的工作电流的变化来检测低噪声放大器23的输入端的负载特性的变动。然后，控制电路20切换控制可变负载19，以便补偿该变动。
由此，即使在天线的负载特性变动的情况下，也能得到下述效果：低噪声放大器的噪声指数(NF)特性被稳定化，能够始终实现良好的接收状态。
同时具有本发明的发送机及接收机的通信装置(特别是便携装置)即使产生天线的负载变动也能够始终得到稳定的发送接收。此外，能够从发送电路中除去隔离器，所以在削减电路的占有面积方面也有利。
用放大器的消耗电流和增益这两个信息来补偿发送机及接收机的负载变动的过程示于图10。
即，预先取得史密斯圆图上放大电路的功率效率(eff)或增益特性的信息(步骤50)。然后，检测放大电路的工作电流(消耗电流)，根据检测出的电流值来求放大电路的功率效率(eff)(步骤51)。
此外，检测放大电路的增益(步骤52)。然后，估计史密斯圆图上放大电路工作点的存在范围(步骤53)。接着，检测放大电路输入端或输出端阻抗变动的方向和电平(步骤54)。然后，调整可变负载电路的负载值，以便补偿该阻抗的变动(步骤55)。
以上，说明了本发明的实施例，但是本发明不限于此，可以进行各种变形、应用。
例如，在宽带CDMA(W-CDMA)系统等移动通信方式中，多是同时进行发送和接收。在同时进行发送和接收的状况下，也能够用发送功率放大器检测出的消耗电流及增益信息来补偿接收低噪声放大器的输入负载特性的变动。
如上所述，在本发明中，利用放大电路的代表性参数(物理特性)来求放大电路的输出负载或输入端负载的变动，根据该变动来进行用于使负载特性稳定化的负反馈控制。由此，能够得到稳定的发送/接收特性。此外，作为发送机，能够得到删除隔离器的效果。
该申请是根据1999年4月1日申请的日本国专利申请平11-95425号而制作的。其全部内容被包含在本说明书中。
产业上的可利用性
如上所述，本发明应用于移动通信中的发送机及接收机特别有益。