放大器.pdf

一种放大器包括：可变增益单元，其调节输入信号的幅度并且输出第一信号；幅度限制单元，其限制第一信号的幅度并且输出第二信号，该第二信号被设定为具有第一幅值或更小的幅度；放大单元，其将第二信号放大以输出放大的第二信号作为输出信号；和控制单元，其检测第一信号何时具有第二幅值或更大的幅度以控制可变增益单元的增益，以使得第一信号的幅度变得小于第二幅值，该第二幅值大于该第一幅值。

1.  一种放大器，包括：
可变增益单元，其调节输入信号的幅度并且输出第一信号；
幅度限制单元，其限制所述第一信号的幅度并且输出第二信号，所述第二信号被设定为具有第一幅值或更小的幅度；
放大单元，其将所述第二信号放大以输出放大的第二信号作为输出信号；和
控制单元，其检测所述第一信号何时具有第二幅值或更大的幅度以控制所述可变增益单元的增益，以使得所述第一信号的幅度变得小于所述第二幅值，所述第二幅值大于所述第一幅值。

2.  如权利要求1所述的放大器，其中所述放大单元包括通过使用运算放大器将所述第二信号放大的负反馈放大器电路，并且
所述控制单元将所述运算放大器的非反相输入端和反相输入端之间的电位差与参考电位相比较，并且基于所述比较的结果检测在所述负反馈放大器电路的输出信号中何时发生了限幅，以控制所述可变增益单元的增益，以使得限幅不发生。

3.  如权利要求1或2所述的放大器，其中提供所述第一信号的幅度中心的电位作为第一参考电位，所述幅度限制单元包括：
高电位侧限制器，其限制所述第二信号的幅度，以使得所述第二信号的电位不会增加超过第一电位，所述第一电位是比所述第一参考电位高出第一电压的电位；
低电位侧限制器，其限制所述第二信号的幅度，以使得所述第二信号的电位不会下降低于第二电位，所述第二电位是比所述第一参考电位低出所述第一电压的电位，并且
其中所述第一幅值由所述第一电位和所述第二电位之间的电位差给出。

4.  如权利要求3所述的放大器，其中将所述幅度限制单元输出所述第二信号的输出端的电位作为第二参考电位来提供，所述控制单元包括：
第一比较器，其将比所述第二参考电位高出第二电压的第三电位与所述第一信号的电位相比较，并且在所述第一信号的电位比所述第三电位高时使检测信号有效；
第二比较器，其将比所述第二参考电位低出第二电压的第四电位与所述第一信号的电位相比较，并且在所述第一信号的电位比所述第四电位低时使所述检测信号有效；和
积分部分，其对所述检测信号积分，并且所述控制单元向所述可变增益单元提供所述积分部分的输出信号作为控制信号。

5.  如权利要求4所述的放大器，其中在所述比较单元的输出信号的上升和下降两者之间，所述积分部分在时间常数上不同。

6.  如权利要求5所述的放大器，其中上升时的所述时间常数小于下降时的所述时间常数。

放大器
技术领域
本发明涉及一种放大器，并且更具体地，涉及一种检测预定程度的过度输入并且控制输入信号的衰减的放大器。
背景技术
传统上，限幅器电路有时用于放大器的输出或者放大器电路内部，以便不向连接至放大器输出侧的装置提供过度的输入(参看例如，JP-A-2002-368563)。
由于限制输出信号的峰值，因此限幅器电路允许防止连接至放大器的输出侧的装置因过度输入而损坏。
然而，在传统技术中，当输入信号的幅度增加超过启动幅度限制的水平时，放大器的输出信号波形被限幅。当输入信号的幅度进一步增加时，输出的信号的失真度随之增加，并且输出信号波形接近方波。当输出信号波形随后变为方波时，对于该放大器而言，相比于输出信号波形未被限幅的正弦波的情况，需要近乎两倍于所施加的功率以将输出信号提供给后续的装置。
发明内容
本发明是考虑了该情况而做出的，并且将要实现的发明目的是，在当输入信号的幅度增加时抑制所施加的功率的增加的同时，允许一定程度的过度输入。
为了实现上述目的，根据本发明提供了一种放大器，该放大器包括：可变增益单元，其调节输入信号的幅度并且输出第一信号；幅度限制单元，其限制第一信号的幅度并且输出第二信号，该第二信号被设定为具有第一幅值或更小的幅度；放大单元，其将第二信号放大以输出放大的第二信号作为输出信号；和控制单元，其检测第一信号何时具有第二幅值或更大的幅度以控制可变增益单元的增益，以使得第一信号的幅度变得小于第二幅值，该第二幅值大于该第一幅值。
根据本发明，通过在可变增益单元中调节输入信号的幅度而获得的第一信号的幅度是受限的。因此，即使在输入信号的幅度增加时，第一信号的幅度仍小于第二幅值，并且因此由于幅度限制单元中幅度受限(限幅量)而导致损失的信号音量具有一定限制，并且该限幅量由第二幅值和第一幅值之间的差给出。因此，通过适当地设定第一幅值和第二幅值，能够抑制输出信号的波形随着输入信号的幅度增加而接近方波。由此，不仅可以防止损坏连接至该放大器的后级的装置，还可以极大地降低施加的功率，并且可以允许一定程度的过度输入。
在该放大器中，放大单元可以包括通过使用运算放大器将第二信号放大的负反馈放大器电路。控制单元可以将该运算放大器的非反相输入端和反相输入端之间的电位差与参考电位相比较，并且基于该比较结果检测在负反馈放大器电路的输出信号中何时发生了限幅，以控制可变增益单元的增益，以使得限幅不发生。
这里，当负反馈放大器电路正常操作时(未发生限幅时)，负反馈放大器电路的输出信号具有在运算放大器的电源电位范围内的值。此外，待输入到放大器中的输入信号的值通常被设定为使得负反馈放大器电路的输出信号在运算放大器的电源电位的范围内的值。然而，在这样的配置中，例如，用于提供运算放大器的电源电位的电池等被并入负反馈放大器电路，由于电池的损耗，运算放大器的电源电位可能变得窄于假设的范围，并且可能意外地发生了限幅。
在上述配置中，控制单元基于运算放大器的非反相输入端和反相输入端之间的电位差与参考电位的比较结果检测到发生了限幅，并且控制可变增益单元的增益，以使得限幅不发生，并且因此，即使在如上所述意外地发生了限幅时，仍可以检测限幅的发生以执行调节，以使得限幅不发生。
而且，作为将运算放大器的非反相输入端和反相输入端之间的电位差与参考电位相比较的结果，可以定量地掌握过度输入，并且还可以采用允许上至预设程度的过度输入发生的限幅的模式。根据该模式，可以在不削弱响度(loudness)的情况下防止不合理的过度输入。
进而，在检测到由于预定程度的过度输入而引起的限幅时，通过调节参考电位，也可以执行调节，以使得限幅不发生。
在该放大器中，提供第一信号的幅度中心的电位作为第一参考电位，并且幅度限制单元可以包括：高电位侧限制器，其限制第二信号的幅度，以使得第二信号的电位不会增加超过第一电位，该第一电位是比第一参考电位高出第一电压的电位；和低电位侧限制器，其限制第二信号的幅度，以使得第二信号的电位不会下降低于第二电位，该第二电位是比第一参考电位低出第一电压的电位，并且第一幅值由第一电位和第二电位之间的电位差给出。
在该放大器中，将幅度限制单元输出第二信号的输出端的电位作为第二参考电位来提供，并且控制单元可以包括：第一比较器，其将比第二参考电位高出第二电压的第三电位与第一信号的电位相比较，并且在第一信号的电位比第三电位高时使检测信号有效；第二比较器，其将比第二参考电位低出第二电压的第四电位与第一信号的电位相比较，并且在第一信号的电位比第四电位低时使检测信号有效；和积分部分，其对检测信号积分，并且控制单元向可变增益单元提供积分部分的输出信号作为控制信号。
进而，在比较单元的输出信号的上升和下降两者之间，该积分部分在时间常数上可以不同。在该情况下，保证了负反馈系统的稳定性。
进而，上升时的时间常数可以小于下降时的时间常数。因此，可以实现相对快的升高时间，以便防止不合理的过度输入，并且可以实现相对慢的释放时间，以便逐步恢复。
附图说明
图1是示出第一实施例的放大器的配置的电路图。
图2是示出用于第一实施例的限幅器电路的配置的电路图。
图3是示出用于第一实施例的控制电路的配置的电路图。
图4是用于说明第一实施例的放大器的操作的波形图。
图5是用于说明第一实施例的放大器的操作的波形图。
图6是示出比较示例的配置的电路图。
图7是用于说明比较示例的问题的波形图。
图8是示出第二实施例的放大器的配置的电路图。
图9是示出用于第二实施例的控制电路的配置的电路图。
图10是又示出放大器的负反馈放大器电路的电路图。
图11是示出电位Vp、输出信号Vo和负输入端的电位Vi之间的关系的图。
图12是示出过度输入的程度和负输入端的电位Vi之间的关系的图。
具体实施方式
(第一实施例)
在下文中，将参考附图描述本发明的实施例。图1是示出本实施例的放大器的配置的框图。如图1所示，放大器100将输入信号Vin放大并且输出放大的信号作为输出信号Vo。放大器100包括反相负反馈放大器电路20；压控衰减器(VCA)30，其在适当的情况下使输入信号Vin衰减；控制电路40A，其生成用于控制VCA 30的控制电压CTL；和限幅器电路50，其限制VCA 30的输出信号Vs的幅度。
假设输入信号Vin和VCA 30的输出信号Vs的幅度中心均为地电位GND。负反馈放大器电路20包括输入电阻器R1、反馈电阻器R2和操作于电源电位±Vcc的运算放大器21。
限幅器电路50限制VCA 30的输出信号Vs(第一信号)的幅度并且输出一输出信号Vp(第二信号)，输出信号Vp的幅度被设定在预定范围内。限幅器电路50的输出信号Vp被提供给负反馈放大器电路20和控制电路40A。图2中示出了限幅器电路50的配置。限幅器电路50包括输入电阻器R3以及串联连接在电源电位+Vcc和-Vcc之间的电阻器R4、电压源51、52和电阻器R5。电压源51、52每个均生成电压E，并且其之间的结点接地。因此，节点N1具有电位+E，并且节点N2具有电位-E。电阻器R4、R5每个均用作偏置电阻器。
节点N1的电位+E经由电压跟随器53被提供给二极管D1的阴极，而节点N2的电位-E经由电压跟随器54被提供给二极管D2的阳极。在二极管D1和D2每个均具有压降Vf的情况下，节点P的电位Vp被限制在式(1)中表示的范围内。
Vf+E≥Vp≥-Vf-E        式(1)
这里，当节点P的电位Vp变为超过Vf+E的高电位时，二极管D1导通，并且当节点P的电位Vp变为低于-Vf-E的低电位时，二极管D2导通。
更具体地，二极管D1、电压跟随器53、电压源51和电阻器R4用作限制节点P的幅度的高电位侧限制器，以使得节点P的电位Vp(第二信号)不会增加超过比地电位GND(中心电位)高出Vf+E的电位。另一方面，二极管D2、电压跟随器54、电压源52和电阻器R5用作限制节点P的幅度的低电位侧限制器，以使得节点P的电位(第二信号)不会下降低于比地电位GND(中心电位)低出Vf+E的电位-Vf-E。
然后，限幅器电路50生成使得VCA 30的输出信号Vs的幅度具有第一幅值或更小的幅度的输出信号Vp，其中Vf+E(第一电位)和-Vf-E(第二电位)之间的电位差(Vf+E)×2被提供作为第一幅值。
图3中示出了控制电路40A的电路配置。控制电路40A包括比较部分41和低通滤波器42。比较部分41包括各自施加电压VL的电压源411和412、比较器413和414以及或电路(OR电路)415。电压源411的低电位侧端和电压源412的高电位侧端被连接至节点P并且被提供电位Vp。而且，电压源411的高电位侧端连接至比较器413的负输入端，而电压源412的低电位侧端连接至比较器414的正输入端。因此，电位Vp+VL输入到比较器413的负输入端，并且电位Vp-VL输入到比较器414的正输入端。
因此，当VCA 30的输出信号Vs超过Vp+VL时，比较器413的输出信号Vc1变为高电平，并且当VCA 30的输出信号Vs下降低于Vp-VL时，比较器414的输出信号Vc2变为高电平。OR电路415计算输出信号Vc1和输出信号Vc2的逻辑和以生成输出信号Vc。当VCA 30的输出信号Vs超过Vp+VL或者输出信号Vs下降低于Vp-VL时，输出信号Vc变为高电平。
更具体地，在(Vp+VL)×2＝(Vf+E+VL)×2被提供作为第二幅值的情况下，当VCA 30的输出信号Vs具有第二幅值或更大的幅度时，比较部分41使输出信号Vc成为高电平(有效)。
下一步，比较部分41的输出信号Vc被提供给低通滤波器42(积分电路)。低通滤波器42被提供以保证反馈系统的稳定性，并且其可单独调整升高时间和释放时间。更具体地，由于使电阻器R7充分大于电阻器R6，因此由电阻器R6和电容器C1的时间常数确定的升高时间在输出信号Vc的上升时施加，并且在输出信号Vc下降时，由于二极管D3，没有电流流到电阻器R6，由此施加了由电阻器R7和电容器C1的时间常数确定的释放时间。通常，需要的是，通过将上升时的时间常数设定为短于下降时的时间常数，实现相对快的升高时间，以便防止不合理的过度输入，并且可以实现相对慢的释放时间，以便逐步恢复。控制电路40A由此控制VCA 30，以使得VCA 30的输出信号Vs的幅度小于第二幅值(Vp+VL)×2。
下一步，将描述放大器100的操作。如图4所示，假设输入信号Vin的幅度增加并且其正峰值已经超过VL+(E+Vf)。在该情况下，比较部分41的输出信号Vc变为高电平，并且将要提供给VCA 30的控制电压CTL增加。然后，如图4所示，VCA 30的衰减量增加，并且VCA30的输出信号Vs具有正峰值VL+(E+Vf)。
如图5所示，限幅器电路50中的输出信号Vs在电平E+Vf处被限幅。被因此限幅的输出信号Vs变为将要提供给负反馈放大器电路20的限幅器电路50的输出信号Vp。这允许防止负反馈放大器电路20的幅度变得过大以致破坏后续的设备。而且，根据放大器100，提供了能够保持限幅量恒定的优点。
将在讨论比较示例的同时详细描述该优点。这里，如图6所示的配置被假设为比较示例，其从图1所示的放大器100中排除了VCA 30和控制电路40A，并且输入信号Vin被提供给负反馈放大器电路20。在图7所示的Vin1、Vin2和Vin3被提供作为输入信号Vin时，其正峰值由限幅器电路50限制在电位E+Vf。由于输出信号Vo等于图7所示的限幅波形的R2/R1倍，因此当输入信号Vin的幅度增加时，输出信号Vo的波形逐渐接近于方波。然后，当波形完全变为方波时，功率变为正弦波情况下的功率的两倍。
相反地，在本实施例中，在通过使用VCA 30对没有限幅的输入信号Vin进行衰减之后，幅度受到限幅器电路50的限制，并且因此即使在如图5所示的输入信号Vin的幅度增加时，限幅量最大变为VL。因此，通过适当设定VL的量(volume)，对后面的设备的、通常达到两倍的施加功率可以减少到几乎一倍的施加功率，由此可以防止由于过度输入而导致的对后续设备的损坏。
这里，在VL＝0的情况下，限幅量也变为“0”。然而，将限幅量提供为“0”导致了缺乏响度的无力的声音重现。另一方面，即使在限幅发生时，上至一定程度的失真的限幅状态对于人耳并不总是刺耳的。因此，在本实施例中，允许上至预设程度的过度输入的限幅发生。即，可以预见到VL的最大限幅量。这使得可以重现逼真的声音。
(第二实施例)
下一步，将描述本发明的第二实施例。图8是根据第二实施例的放大器200的框图。除了采用控制电路40B替换控制电路40A，并且将运算放大器21的负输入端的电位Vi提供给控制电路40B之外，放大器200具有与图1所示的第一实施例的放大器100相同的配置。
图9中示出了控制电路40B的配置。控制电路40B与图3所示的控制电路40A的不同之处在于采用比较部分43替换比较部分41。除了包括比较器416并且使用3输入OR电路417之外，比较部分43具有与比较部分41相同的配置。
运算放大器21的负输入端的电位Vi被提供给比较器416的正输入端。来自电压源(未示出)的参考电位Vref被提供给比较器416的负输入端。因此，当电位Vi超过参考电位Vref时，比较器416的输出信号Vc3变为高电平。结果，控制电压CTL增加，并且执行反馈控制，以使得VCA 30的衰减量增加。
这里，将参考图10描述本实施例的原理，图10示出了放大器200的负反馈放大器电路20的详细构造。通常，在反相负反馈放大器电路20中保持如下关系，其中A表示运算放大器21的增益。
[式1]
(Vp-Vi)R1+(Vo-Vi)R2=0Vo=-A·Vi]]>
因此，在作为通常的负反馈放大器电路使用的状态下的输入/输出增益如下文表示。作为通常的负反馈放大器电路使用的状态意指其中输出Vo处于±Vcc的范围内，并且未发生限幅。
[式2]
VoVp=-AR2AR1+(R1+R2)]]>
而且，获得下式。
[式3]
Vi=R2AR1+(R1+R2)·Vp]]>
这里，当增益A充分大时，可以视为
[式4]
VoVp=-R2R1]]>
而且，在作为通常的负反馈放大器电路使用的状态下，运算放大器21的正输入端和负输入端处于具有相同电位的虚拟短路状态，并且由于正输入端连接到地电位GND，因此Vi可被提供为0。
下一步，考虑如下状态，其中电位Vp过度增加，并且在负反馈放大器电路20中发生了限幅。而且，这里为了简化，假设电位Vp在正方向中过度增加。当发生限幅时，运算放大器21的输出电位Vo变得几乎等于电源电位-Vcc。在该状态下未产生虚拟短路，并且负输入端的电位Vi取一数值，该数值对应于通过使用电阻器R1和电阻器R2对输出电位Vo(＝-Vcc)和电位Vp之间的差分压而获得的值。更具体地，保持如下关系。
[式5]
Vi=Vp-(Vp+Vcc)·R1R1+R2]]>
然而，在使用具有如下规格的运算放大器时，限幅时的输出信号Vo的电位被用来替换电源电位-Vcc以计算Vi，所述规格是使用限幅时的输出信号Vo的电位小于电源电位-Vcc。可替换地，Vi可以通过经验而获得。
图11是示出电位Vp、输出信号Vo和负输入端的电位Vi之间的关系的图。在图11的示例中，未发生限幅并且执行正常的负反馈放大直至时间t1。因此，在运算放大器21的正输入端和负输入端之间产生虚拟短路，并且负输入端的电位Vi几乎是0。而且，对于输出电位Vo，电位Vp是反相的并且被放大。
电位Vp的幅度在时间t1～t2的时段中变得过大，并且输出信号Vo在-Vcc处被限幅。在该时段中未产生虚拟短路，并且应用[式5]的关系，因此负输入端的电位Vi对应于电位Vp。更具体地，检测负输入端的电位Vi使得可以检测到输出信号Vo已被限幅。
在该情况下，通过修改[式5]，获得如下关系。
[式6]
Vi=R2R1+R2Vp-R1R1+R2Vcc]]>
由于电阻器R1、电阻器R2和电源电位Vcc的值都是常数，因此在限幅发生时负输入端处生成的电位Vi与电位Vp成比例。
将使用更具体的值给出进一步的描述。例如，将以R1为1kΩ且R2为10kΩ的、具有10倍放大因数的负反馈放大器电路20作为示例。这里，假设运算放大器21的增益A是80dB(10000倍)，并且电源电位±Vcc是±10V。
由于放大因数是10倍并且电源电位是±10V，因此在作为没有限幅的、通常的负反馈放大器电路使用的情况下，最大输入信号Vs是1V。在该情况下，由于应用[式3]，因此获得如下关系。
[式7]
Vi=10k10000×1k+(1k+10k)·1]]>
=1010000+11]]>
=0.0009989V]]>
=0.9989mV]]>
更具体地，由于产生虚拟短路，因此负输入端的电位Vi是1mV或更小，这几乎可被视为0。
下一步，在10％的过度输入的Vp＝1.1V被提供作为电位Vp以引起限幅的情况下，由于应用[式5]，因此获得如下关系。
[式8]
Vi=1.1-(1.1+10)·1k1k+10k]]>
=0.090909V]]>
=90.909mV]]>
更具体地，当由于10％的过度输入而发生限幅时，负输入端的电位Vi约为未发生限幅时的电位Vi的约90倍。类似地，如图12所示，对于20％、30％、40％和50％的过度输入，所获得负输入端的电位Vi分别是181.82mV、272.73mV、363.64mV和454.55mV。而且由图12显见的，在发生限幅时过度输入的程度与负输入端的电位Vi具有线性关系，并且因此根据负输入端的电位Vi可以定量地掌握过度输入的程度。
再次参考图9，当比较器416被设定为操作于±90.9mV时，即，当Vref被设定为±90.9mV时，在如上的特定值的相同条件下，可以检测到由于10％的过度输入而发生了限幅。通过基于比较器416的输出信号Vc3控制VCA 30以使输入信号Vin衰减，获得了如下的放大器，该放大器允许对上至10％的过度输入限幅并且在10％或更大的过度输入处使输入信号Vin衰减。类似地，通过调节比较器416的操作电位，即参考电位Vref，还可以检测到由20％、30％、40％和50％的过度输入引起的限幅，由此在检测到由预定程度的过度输入引起的限幅时，操作VCA 30以衰减输入信号Vin。
即，在本实施例中，可以定量地掌握过度输入，以使得允许上至预设程度的过度输入的限幅发生。因为听觉测试结果已证实，即使在发生限幅时，上至一定程度的失真的限幅状态并不总是对于人耳是刺耳的，所以执行这种控制。因此，在本实施例中，可以在不削弱响度的情况下防止不合理的过度输入。
尽管在上述实施例中，压控衰减器(VCA)30用作输入信号的衰减器，但是本发明不限于此，并且例如，可以使用电阻分压方法等控制电子音量。简而言之，输入信号的衰减器可以是用于调节输入信号的幅度并且输出结果信号的任何可变增益单元。而且，本发明适用于除了A类、AB类、D类等之外的放大器的各种操作模式。对于电位的每个正值和负值，都可以单独提供用于检测限幅发生时生成的负输入端的电位Vi的比较器416。
而且，如上文所述，当负反馈放大器电路20正常操作时(未发生限幅时)，负反馈放大器电路20的输出信号Vo在运算放大器21的电源电位的范围(-Vcc到+Vcc)内。此外，输入信号Vin通常被设定为，使输出信号Vo落入±Vcc的范围内。然而，在如下配置中，其中例如，将用于提供运算放大器21的电源电位Vcc的电池等并入负反馈放大器电路20中，由于电池的损耗，运算放大器21的电源电位的范围可能变得窄于假设的范围，并且可能意外地发生限幅。
根据本实施例，即使在限幅意外发生时，也可以检测到限幅的发生来执行调节，以使得限幅不发生。在上述实施例中，运算放大器21的正输入端的电位是0V(地电位)，由此在负输入端的电位Vi是Vi＞0时丧失虚拟短路关系，因此允许检测限幅的发生，并且更一般地，当运算放大器的正输入端和负输入端之间的电位差超过0V时，可以检测限幅的发生。更具体地，只要控制电路40B能够检测运算放大器的正输入端和负输入端之间的电位差并且通过比较器416将所检测到的电位差与参考电位Vref相比较就可以了。
尽管，在上述实施例中，反相放大器用作负反馈放大器电路20，但是显然，也可使用运算放大器由非反相放大器组成。在该情况下，将限幅器电路50的输出信号Vp提供给运算放大器的正输入端，在运算放大器的负输入端和地电位GND之间提供电阻器R1，并且在运算放大器的负输入端和输出端之间提供电阻器R2就可以了。而且如同上述实施例，在该情况下，当丧失虚拟短路关系时发生了限幅。
因此，通过监视运算放大器的正输入端和负输入端之间的电位差可以检测限幅。这与上述实施例相同。因此，检测运算放大器的正输入端和负输入端之间的电位差并且通过比较器416将所检测到的电位差与参考电位Vref相比较就可以了。此外，当参考电位Vref被设定为0V时，连接比较器416的一个输入端和运算放大器的正输入端、并且连接比较器416的另一输入端和运算放大器的负输入端就可以了。