功率放大器及其调制器 【技术领域】
本发明涉及一种功率放大器及其调制器，且特别是涉及一种具有自动调制频率功能的三角积分脉冲宽度调制(Sigma-Delta Pulse-WidthModulation)D类功率放大器及其调制器。
背景技术
功率放大器视其应用而有多种分类，主要有A类、B类、AB类、C类以及D类等。举例来说，在手持式以及移动式装置中的音频信号处理，D类功率放大器因具有高功率转换效率(大于90％)的优点而广泛的被使用。而且，某些D类功率放大器会使用脉冲宽度调制器来产生连续脉冲，这些脉冲宽度随音频信号幅度而变化，以控制D类功率放大器内切换电路的运作。然而，对于信号失真度要求较高的产品上，D类功率放大器的表现却不如AB类功率放大器那么地好。
因此，为了改善D类放大器输出信号非线性失真的问题，便有人提出一种积化和差(sigma-delta)D类功率放大器，其信号失真度能较AB类功率放大器低，且也保留D类功率放大器高功率转换效率的特点，使得积化和差D类功率放大器在市场上有很大的竞争优势。然而，积化和差D类功率放大器具有一个致命缺点。当输入信号大到某程度时，通常约为参考电平的一半，积化和差D类功率放大器的全谐波噪音比(total harmonic distortion plusnoise，THD+N)会急遽变大，其中全谐波噪音比为设备本身产生的失真谐波功率及噪声的总和与输出功率的比值。
为了解决上述积化和差D类功率放大器的致命缺点，一种三角积分脉冲宽度调制式D类功率放大器的技术便应运而生。如此一来，除了可改善积化和差D类功率放大器的全谐波噪音比急遽变大的问题之外，还可保有脉冲宽度调制式D类功率放大器在一般常用功率下的转换效率。另外，此技术使用了连续时间的三角积分调制概念，于是在回路滤波器的部分必须采用被动元件如电阻、电容等...。
然而，由于工艺技术上的限制，被动元件的绝对值的大小约有±20％～±40％的差距，严重地影响电路的表现。而被动元件工艺上的变异无法精确地被控制，以致于被动元件的绝对值的差距所造成的电路效能差异过大，导致三角积分脉冲宽度调制式D类功率放大器的输出信号质量无法有效提升。
【发明内容】
根据本发明的范例提供一种调制器，其包括回路滤波单元、频率产生器及量化单元。回路滤波单元用以计算一输入信号与一输出信号间的一差值，并累加差值，以及依据差值与一参考频率产生一第一信号。频率产生器提供具有参考频率的一第二信号至回路滤波单元。量化单元耦接回路滤波单元，其将第一信号量化为一数字信号，并输出至该调制器的下一级电路。此外，频率产生器包括逻辑电路、电流阵列及虚拟负载。逻辑电路用以接收一第三信号，比较第三信号与一第一参考信号或一第二参考信号的电平，并输出一逻辑信号。电流阵列耦接逻辑电路，依据逻辑信号产生第二信号与一虚拟信号，其中第二信号与虚拟信号二者特性相关。虚拟负载耦接电流阵列，其用以代表回路滤波单元内的一负载电路，其中电流阵列通过虚拟信号驱动虚拟负载，使虚拟负载提供第三信号至逻辑电路。
根据本发明的范例提供一种功率放大器，其包括回路滤波单元、频率产生器、量化单元及输出级模块。回路滤波单元用以计算一输入信号与一输出信号间的一差值，并累加差值，以及依据差值与一参考频率产生一第一信号。频率产生器提供具有参考频率的一第二信号至回路滤波单元。量化单元耦接回路滤波单元，其将第一信号量化为一数字信号，并输出至下一级电路。输出级模块耦接量化单元，其接收数字信号，并依据数字信号的逻辑电平产生对应的输出信号，以驱动一外部负载。此外，频率产生器包括逻辑电路、电流阵列及虚拟负载。逻辑电路用以接收一第三信号，比较第三信号与一第一参考信号或一第二参考信号的电平，并输出一逻辑信号。电流阵列耦接逻辑电路，依据逻辑信号产生第二信号与一虚拟信号，其中第二信号与虚拟信号二者特性相关。虚拟负载耦接电流阵列，其用以代表回路滤波单元内的一负载电路，其中电流阵列通过虚拟信号驱动虚拟负载，使虚拟负载提供第三信号至逻辑电路。
基于上述，本发明采用所述的频率产生器，其可适当地调整频率，并输出至回路滤波单元。这样一来，通过适当地调整频率的频率产生器，以降低回路滤波单元中被动元件因工艺变异对功率放大器所造成的影响。进一步使得功率放大器整体的表现可以维持在高质量的状态。
为使本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并结合附图详细说明如下。
【附图说明】
图1为本发明的一实施例的功率放大器的方块图。
图2为本发明的一实施例的回路滤波单元的电路图。
图3示出了图2的回路滤波单元的行为模型。
图4为本发明的一实施例的频率产生器的方块图。
图5为本发明的一实施例的频率产生器的电路图。
图6为本发明的一实施例的第三信号的波形图。
图7为本发明的另一实施例地虚拟负载与部分电流阵列的电路图。
图8为本发明的另一实施例的逻辑电路的电路图。
图9为图8的逻辑电路的逻辑信号的状态图。
图10为本发明的另一实施例的频率产生器的方块图。
图11为本发明的另一实施例的电流阵列及偏压电路的电路图。
图12A～图12C示出了本发明的一实施例的功率放大器的全谐波噪音比的模拟结果。
附图符号说明
100：功率放大器
120：调制器
122：回路滤波单元
124、224：频率产生器
126：量化单元
128、228：逻辑电路
130、230：电流阵列
132、232：虚拟负载
134、136：比较器
138：逻辑单元
140：输出级模块
234：偏压电路
V1：第一信号
V2：第二信号
V2’：虚拟信号
V3：第三信号
Vrefp、Vrefn：参考信号
Vin：输入信号
Vout：输出信号
Vd：数字信号
VL：逻辑信号
IN1～IN4：负输入端
OUT1、OUT2、X、Y：输出端
R1～R6：电阻
Rx：可变电阻
A1～A4：积分器
CT1～CT3：连续积分单元
I1～I4：电流源
Iref：参考电流
S1～S4：开关
GND：接地电平
VDD：系统电压
Vfix：固定电压
C：电容
fs：参考频率
Ts：参考周期
【具体实施方式】
图1为本发明的一实施例的功率放大器的方块图。请参考图1，功率放大器100包括调制器120以及输出级模块140。其中，调制器120包括回路滤波单元122、频率产生器124以及量化单元126。
详细地说，回路滤波单元122接收输入信号Vin与来自输出级模块140的输出信号Vout，并且在计算两者之间的差值之后，累加此差值。接着，依据计算后的差值与频率产生器124提供的第二信号V2的参考频率fs，回路滤波单元122输出一第一信号V1至量化单元126。
之后，耦接回路滤波单元122的量化单元126将第一信号V1量化为一数字信号Vd，并输出至输出级模块140。输出级模块140在接收到数字信号Vd后，依据数字信号Vd的逻辑电平产生对应的输出信号Vout，以驱动一外部负载(未绘示)，并提供输出信号Vout的反馈信号至回路滤波单元122。
在本实施例中，量化单元124例如是一比较器，其功能为将回路滤波单元122输出的第一信号V1量化为数字信号Vd，且数字信号Vd的逻辑电平对应于两种量化状态其中之一，而上述两种量化状态例如是“1”及“-1”。
图2为本发明的一实施例的回路滤波单元的电路图。请参考图2，本实施例的回路滤波单元122利用连续时间积分调制的概念，由三个连续时间积分单元CT1、CT2、CT3所组成。
详细地说，回路滤波单元122包括积分器A1～A3以及电阻R1～R6。积分器A1的负输入端IN1耦接至电阻R1的一端，而R1电阻的另一端则接收输入信号Vin。另外，积分器A1的负输入端IN1还与电阻R2的一端耦接，而电阻R2的另一端则接收来自输出级模块140(如图1所示)的反馈信号(也就是输出信号Vout)。积分器A2的负输入端IN2则通过电阻R3耦接至积分器A1的输出端OUT1。
类似地，积分器A3的负输入端IN3分别通过电阻R5、R4耦接至积分器A1、A2的输出端OUT1、OUT2。此外，积分器A 3的负输入端IN3也通过电阻R6接收来自输出级模块140(如图1所示)的输出信号Vout。
图3示出了图2的回路滤波单元的行为模型。请同时参考图2及图3，由图3示出的行为模型可知，本实施例的连续时间积分单元CT1、CT2、CT3于s域(s-domain)的行为模型分别为其中a1、a2、a3为回路滤波单元122的系数值，而s为s域的系数(factor)。此外，Ts为频率产生器124输出的第二信号V2的参考周期。在本实施例中，第二信号V2例如是一个三角波，以实现连续时间的三角积分调制的概念。下面将详述如何以频率产生器124降低回路滤波单元122中被动元件(也就是电阻、电容)因工艺变异对功率放大器100所造成的影响。
图4为本发明的一实施例的频率产生器的方块图。请参考图4，频率产生器124包括逻辑电路128、电流阵列130以及虚拟负载132。
详细地说，逻辑电路128比较虚拟负载132提供的第三信号V3与参考信号Vrefp、Vrefn的电平，以决定输出的逻辑信号VL的逻辑电平状态。逻辑信号VL的逻辑电平状态可控制电流阵列130对虚拟负载132的驱动方式。本实施例的驱动方式例如是对虚拟负载132抽出或灌入电流。电流阵列130耦接逻辑电路128，其依据逻辑信号VL的逻辑电平状态产生第二信号V2与虚拟信号V2’。另外，虚拟负载132用以代表回路滤波单元122内的负载电路A3(如图2所示)，且提供第三信号V3至逻辑电路128。在本实施例中，负载电路例如是图2的回路滤波单元122中的积分器A3。
图5为本发明的一实施例的频率产生器的电路图。请参考图5，电流阵列130包括电流源I1～I4以及开关S1～S4。详细地说，电流源I1的输入端耦接至系统电平VDD，且其输出端耦接至开关S1的一端，而开关S1的另一端则耦接至回路滤波单元122。类似地，电流源I2的输入端耦接至开关S2的一端，且其输出端接地，而开关S2的另一端也耦接至回路滤波单元122。如此一来，即可通过逻辑信号VL的逻辑电平状态控制开关S1、S2开启或关闭，以对回路滤波单元122抽出(I2)或灌入(I1)电流。
同理，电流源I3、I4以及开关S3、S4的耦接关系类似于电流源I1、I2以及开关S1、S2，但两者最主要的差异在于，开关S3、S4的一端耦接至虚拟负载132。因此，开关S3、S4为开启或关闭，可决定对虚拟负载132抽出(I4)或灌入(I3)电流。
请同时参考图2及图5，本实施例的虚拟负载132例如是一积分器A4，且积分器A4输出第三信号V3至逻辑电路128。值得注意的是，积分器A4与回路滤波单元122的积分器A3的等效阻抗成比例。换句话说，虚拟负载132与回路滤波单元122的负载电路的等效阻抗成比例。
此外，逻辑电路128例如是一种迟滞比较器，当第三信号V3大于参考信号Vrefp的电平时，逻辑电路128输出的逻辑信号VL电平例如是“1”。此时，开关S1、S3为关闭，而开关S2、S4为开启，逻辑电路128控制电流源I2、I4分别对回路滤波单元122及虚拟负载132抽出电流，使得积分器A3、A4处于放电状态，以致于积分器A3、A4的负输入端IN3、IN4的电压下降。相反地，当第三信号V3小于参考信号Vrefn的电平时，逻辑电路128输出的逻辑信号VL电平例如是“0”。此时，逻辑电路128控制电流源I1、I3分别对回路滤波单元122及虚拟负载132灌入电流，以致于积分器A3、A4的负输入端IN3、IN4的电压上升。
图6为本发明的一实施例的第三信号的波形图。请参考图2、图5及图6，在本实施例中，第三信号V3的波形为如图6所示的三角波，其中三角波V3的周期为Ts、频率为fs，且参考信号Vrefp、Vrefn的电平分别等于三角波电平的最大值及最小值。
假设第三信号V3的电压一开始低于参考信号Vrefn的电平，于是逻辑信号VL的电平为“0”，开关S1、S3为开启，使得电流源I3对虚拟负载132充电。同时，电流源I1则对回路滤波单元122的负载电路A3充电。如此一来，积分器A3、A4的负输入端IN3、IN4的电压都会往上爬升。接着，当第三信号V3的电压高于参考信号Vrefp的电平时，逻辑电路128输出的逻辑信号VL电平由“0”转变为“1”。此时，开关S1～S4随着逻辑信号VL切换其导通状态，使得回路滤波单元122的负载电路A3及虚拟负载132分别为放电状态(亦即是电流源I2、I4分别对积分器A3、A4抽出电流)，以致于积分器A3、A4的负输入端IN3、IN4的电压下降。当积分器A3、A4的负输入端IN3、IN4的电压下降至Vrefn时，电流源I1、I3又分别对回路滤波单元122的负载电路A3及虚拟负载132充电。
如此反复进行，即可产生具有频率fs、周期Ts的虚拟信号V2’。值得注意的是，由于逻辑电路128的逻辑信号VL同时作用于开关S1～S4，使得第二信号V2与虚拟信号V2’具有相同的频率fs、周期Ts。如此一来，频率产生器124即可提供回路滤波单元122具有参考频率fs、参考周期Ts的第二信号V2。
由图2、图5及图6可知其中C为积分器的电容值、I为抽出或灌入虚拟负载132及负载电路A 3的电流大小。若要维持回路滤波单元122的系数值a1、a2、a3为定值，则Ts＝R×S，其中R为回路滤波单元122的等效电阻值。于是从前两式可得，
由此可知，通过逻辑电路128、电流阵列130以及虚拟负载132，频率产生器124即可自动调整输入至回路滤波单元122的第二信号V2的参考频率fs及参考周期Ts。因此，频率产生器124可降低回路滤波单元122中电容元件因工艺变异对功率放大器产生的影响。
上述回路滤波单元122、频率产生器124的电路设计以及第三信号的波形可以有多种变化，而图2、图5及图6所示出的电路设计及信号波形仅用以举例说明，以使本领域技术人员能够据以实施本发明，但其并非用以限定本发明所欲涵盖的范畴。例如，在其它实施例中，频率产生器124的虚拟负载132可以是一电容C，如图7所示。
图7为本发明的另一实施例的虚拟负载与部分电流阵列的电路图。请参考图7，在本实施例中，虚拟负载132为一电容C，且电容C的一端耦接至电流阵列130及逻辑电路128，以接收来自电流阵列130的虚拟信号V2’，并提供第三信号V3至逻辑电路128，而电容C的另一端则接地。类似地，以电容C作为频率产生器124的虚拟负载132，也可达到如上述实施例中以比较器A4作为虚拟负载132所要实现的功效，在此便不再赘述。
图8为本发明的另一实施例的逻辑电路的电路图，而图9为图8的逻辑电路128的逻辑信号VL的状态图(state diagram)。请同时参考图6、图8及图9，本实施例的逻辑电路128包括比较器134、136以及逻辑单元138。
详细地说，当第三信号V3大于参考信号Vrefp的电平时，比较器134的输出端X为逻辑低电平(X＝0)。反之，当第三信号V3小于参考信号Vrefp的电平时，比较器134的输出端X为逻辑高电平(X＝1)。同理可知，当第三信号V3大于参考信号Vrefn的电平时，比较器136的输出端Y为逻辑高电平(Y＝1)。反之，当第三信号V3小于参考信号Vrefn的电平时，比较器136的输出端Y为逻辑低电平(Y＝0)。
进一步来说，请参考图9，当X由逻辑高电平(X＝1)变为逻辑低电平(X＝0)时，逻辑单元138将输出的逻辑信号VL改变为逻辑高电平(VL＝1)，以控制电流阵列130虚拟负载132放电。反之，当Y由逻辑高电平(Y＝1)变为逻辑低电平(Y＝0)时，逻辑单元138将输出的逻辑信号VL改变为逻辑低电平(VL＝0)，以控制电流阵列130对虚拟负载132充电。如此反复进行，即可达到图5中逻辑电路128所要实现的功效，在此便不再赘述。
图10为本发明的另一实施例的频率产生器的方块图。请参考图10，本实施例的频率产生器224与上述实施例的频率产生器124相似，二者主要差异之处在于：频率产生器224还包括偏压电路234，以提供一参考电流Iref给电流阵列230。
图11为本发明的另一实施例的电流阵列及偏压电路的电路图。请参考图11，在本实施中，可变电阻Rx以固定电压Vfix偏压0以产生参考电流Iref，其中可变电阻Rx与回路滤波单元122的负载电路的等效阻抗成比例。如此一来，参考电流Iref即随着回路滤波单元122中的等效电阻改变，以克服回路滤波单元122中电阻因工艺而产生的变异对电路功能的影响。在本实施中，参考电流Iref例如是以电流镜的方式复制为电流阵列230中的电流源I1～I4。
值得注意的是，由于(Vrefp-Vrefn)，故具有偏压电路234的频率产生器224可以让回路滤波单元122中电阻因工艺而产生的变异不影响到回路滤波单元122的系数值a1、a2、a3，并且让电流I与电阻R成反比关系，即可使得系数值a1、a2、a3为固定值，进而稳定回路滤波单元122的工作表现。
图12A～图12C示出了本发明的一实施例的功率放大器的全谐波噪音比(total harmonic distortion plus noise，THD+N)的模拟结果。请同时参考图12A～图12C，由图12A可知，功率放大器100的THD+N＝96.59dB。图12B的功率放大器100，其回路滤波单元122中的被动元件因工艺而产生变异，而此变异例如是电阻绝对值的大小增加40％(R+40％)且电容绝对值的大小增加20％(C+20％)。由图12B可知，功率放大器100的THD+N＝96.73dB。类似地，图12C的功率放大器100，其回路滤波单元122中的被动元件因工艺而产生变异例如是电阻的绝对值减少40％(R-40％)且电容的绝对值减少20％(C-20％)。由图12C可知，功率放大器100的THD+N＝95.22dB。
因此，由图12A～图12C的模拟结果可知，上述实施例的具有自动调整频率功能的功率放大器，其全谐波噪音比的变异被降低至1～2dB的范围内，相较于已知技术，可有效提升输出信号质量。换句话说，上述实施例的具有自动调整频率功能的功率放大器可减低被动元件因工艺变异对电路特性而产生的影响。
综上所述，本发明提供一种具有自动调整频率功能的功率放大器及其调制器。在一些实施例中，通过频率产生器的功能，来降低回路滤波单元中电容因工艺而产生的变异对功率放大器产生的影响。在其它实施例中，频率产生器还包括偏压电路，以克服回路滤波单元中电阻因工艺而产生的变异对电路功能的影响。因此，上述功率放大器可有效提升输出信号质量，不易因工艺变异造成电路功能毁损。
虽然本发明已以实施例披露如上，但其并非用以限定本发明，本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，当可作若干的更改与修饰，故本发明的保护范围应以本发明的权利要求为准。