反馈移位式(FBS)补偿网络及其在音频功率放大器中的应用 【技术领域】
本发明涉及一种反馈移位式(FBS)补偿网络，适用于音频功率放大器等末级使用射极或源极跟随器的负反馈放大器，属于电子电路及音响技术领域。
背景技术
传统的音频功率放大器及集成运算放大器等使用大环负反馈的线性放大器皆采用经典的三级电路结构，如图1所示。该电路由第一级放大级即电压-电流输入级、第二级放大级即电流-电压放大级、第三级放大级即射级或源极跟随器输出级、大环负反馈网络以及为使电路稳定工作而采用的滞后补偿电容(一般称密勒补偿电容或密勒电容)组成，其输出端接扬声器等负载。此传统电路由于结构简单，具有极高的直流及低频特性，工作稳定不易自激，且电路性能对元器件参数的依赖性低等优点，被广泛应用于音频功率放大器及集成运算放大器的设计之中，至今仍占据负反馈放大器，特别是音频功率放大器电路设计的主流地位。
在经典的负反馈线性放大器电路中，密勒电容是为保证电路的稳定性而采取的相位补偿手段，在很大程度上影响着电路的性能。一方面，如图2所示，由于密勒电容构成了放大器的主极点(一般称密勒极点)，电路的开环增益从此极点开始以6dB每倍频程的斜率下降，大环负反馈的环路增益，或称负反馈量(NFB)，也因此以同样的速率随着频率的增加而减小，使得放大器的闭环特性从密勒极点开始逐步恶化，从而造成电路的中高频特性不如直流和低频特性的不良结果。对于常规的音频功率放大器电路，密勒极点通常处于100Hz～1kHz的频段，而对于传统的集成运算放大器，此频率点一般位于1Hz～100Hz的频段上，两者都处于音频的中低频段，可见密勒电容对电路性能的影响是非常值得关注的。然而另一方面，密勒电容跨接在电流-电压放大级的输入与输出端，对此第二级放大器构成了本地电压并联负反馈，非常有效的改进了包括非线性失真在内的本级放大级的各项指标，并降低了其输出阻抗，有利于驱动随后的射级跟随器输出级，从而在一定程度上弥补了整体电路在中高频段的特性恶化。因此，除保证稳定性外，密勒电容实质上在中高频段将电路的大环负反馈转换成了第二级的局部负反馈，虽然改善了第二级的性能，但同时也造成电路的大环负反馈量在中高频段的严重不足，使得第一级及第三级放大器产生的失真得不到有效的抑制，当这两级中的任何一级的失真或其他特性对电路的影响不可忽视时，这种反馈量的不足就会引起放大器电路的整体性能在中高频段的恶化，而这正是大多数末级处于甲乙类偏置的功率放大器所面临的实际情况。
对于绝大多数音频功率放大器，第一级放大电路因为只在小信号下工作，只要设计合理，其失真一般可以忽略不计，整体放大电路的失真主要由第二级及第三级放大电路决定。由于第二级及第三级放大器的电路构成和工作状况完全不同，这两级的失真情况也大不相同。一般情况下，第二级的电流-电压放大级是由三极管的共发放大器或共发-共基放大器构成，工作于甲类偏置，失真主要是由晶体管的指数电压-电流传输特性以及因为输出阻抗不够低，输出电压受末级输入阻抗变化(因末级晶体管的电流放大倍数β在大电流输出时降低而引起)的影响而造成，通常主要由2次谐波构成，并含有少量的3次谐波，更高次的谐波成分一般很少可忽略不计。另外，其失真幅度随信号振幅呈单调性变化，即信号弱时失真小，信号强时失真大。而另一方面，第三级的射级跟随器一般是由两级(或三级)级联的推挽式三极管射级跟随器或场效应管源级跟随器构成，绝大多数工作于推挽式甲乙类偏置，失真由两种完全不同的机理所引起：其一是与第二级一样因三极管的指数电压-电流特性或场效应管的平方率电压-电流特性而产生地一般的非线性失真，其二是由因上下半周晶体管的推挽式工作方式而造成的传输特性在过零点附近的不连续而引起的特殊失真，由交越失真及开关失真组成。第一种失真与第二级产生的非线性失真本质上一样，一般主要由2次谐波及少量的3次谐波构成，且随信号振幅呈单调性变化。而第二种失真，特别是交越失真，其失真波形表现为过零点附近的尖窄脉冲，含有从2次直到几十次的高次谐波成分，且失真大小几乎与信号振幅无关。交越失真是音频放大器领域最严重和最头痛的问题，原因是其产生的高次谐波成分严重影响放大器的放音音质，且信号越小影响越大，而技术上除了甲类偏置外至今仍无有效手段予以解决。根据有关研究结果【1】，第n次谐波对主观听感的影响需要用n2/4对其进行加权，即2次谐波的加权系数为1，3次谐波的加权系数为9/4，4次谐波的加权系数为4，以下由此类推。从这个理论可以看出，高次谐波对音频功率放大器的音质影响是相当严重的，在评价功放电路的失真时，不仅要考虑失真的数值，更要考虑失真的谐波成分，对高次谐波要特别予以重视，功放的放音音质甚至只是由高次谐波成分的有无来决定的。众所周知，电子管功率放大器的失真一般在0.5％～1％左右，远高于晶体管功率放大器的失真指标，但是电子管功放的音质却并不比一般的甲乙类晶体管功放差，甚至在中高频段还以音色温暖甜润而超过晶体管功放，从而受到很多音响爱好者的欢迎。虽然存在很多理论解释这一现象，但笔者认为其根本原因还是在于两者的失真成分不同，因为虽然电子管功放的失真总量较高，但其主要是由2次及其他低次谐波构成，其高次谐波成分远少于甲乙类偏置的晶体管功放，根据上述的加权理论，电子管功放在中高频段的主观听音评价自然会超过晶体管功放。
在一般的音频功率放大器设计中，交越失真基本上是依靠电路的大环负反馈来予以改善的。在中低频段，因为密勒电容尚未起作用，大环负反馈尚能提供足够的环路增益来降低电路的失真并提高其他指标，因此交越失真的影响也不成问题，这也是晶体管功放在中低频段的音质并不比电子管功放差的原因。然而在中高频段，由于密勒电容的影响，大环负反馈的环路增益减少，负反馈对电路性能的改善能力大大减弱，交越失真得不到像中低频段一样的有效抑制，从而使得功放的重放音质劣化，造成多数晶体管功放的总体放音音质总显得刺耳并有所谓的“晶体管声”或“金属声”，容易使人疲劳，不如电子管功放音色纤细柔和且耐听的现象。
综上所述，多数晶体管功放音质不好的一个主要原因在于交越失真在中高频段得不到充分抑制，而其根源则在于密勒电容的影响。密勒电容是保证三级放大器稳定工作的有效手段并将电路的大环负反馈转换成了第二级的局部负反馈，在新的超高速的功率器件出现之前，我们不大可能消除密勒电容或找到更成熟有效的相位补偿方法来取代它。而且，当电路的构成、元器件型号及负反馈量等设计参数已决定的情况下，为维持一定的稳定性，密勒电容的容量也无法减小。虽然减小大环负反馈量可以相应地降低密勒电容的容量，从而提高密勒极点的频率，但是在密勒极点及以上频段电路的负反馈量并未变化，而在密勒极点以下的频段负反馈量却减小了，如图3所示。显然这不是一个好的选择。在目前的功率放大器设计中，有一种趋势是试图通过提高末级的偏置电流来抑制交越失真。但是，偏置电流并非越大越好，因为较大的偏置电流会引起小信号时功率晶体管的增益加倍现象【2】，反而会进一步增大交越失真。同样的研究并指出，偏置电流存在一个最佳的工作点使交越失真达到最小。然而，因为甲乙类功放的晶体管功率消耗极大地依赖于输入信号的幅度，而音乐信号的平均幅度总是在不断变化的，因此在正常的放音过程中要想保证偏置工作点稳定且处于最佳状态，偏置电路的温度补偿设计及调试将是非常困难甚至不可能的。因此，大电流偏置或是最佳偏置设计都有很大的局限性，实际效果并非如一般所期待的那样有效。
到目前为止人们做了大量的工作试图从根本上消除交越失真，然而，无论是曾经流行一时的以“超甲类”为代表的动态偏置，或是著名的Quad公司提出的“电流倾注”技术，都很难在市场中得到广泛的支持和应用。动态偏置技术试图动态地提供输出级的偏置电流以保证在信号的整个周期内任何一个晶体管都不会完全关闭。这样的方法可以消除起因于推挽动作的一部分交越失真，然而却不能解决由晶体管的曲线传输特性所引起的交越失真的主要部分，因而其改进效果是非常有限的。而另一方面，电流倾注技术通过构成一个巧妙的电桥，将来自两个放大器的输出相加并使它们各自的失真成分互相抵消，从而保证在负载处得到一个没有失真的输出。电流倾注技术的成功依赖于电桥的平衡方程的成立。问题是，这种技术在实际应用时无疑会受到元器件参数变化的制约，而无论是由于环境温度的变化或是元器件本身的老化，这种参数改变都是不可避免的，因而这种技术更多的只是理论上的成功而不是解决实际问题的有效手段。虽然还有很多其他方法值得一提，但这些方案的思路具有一个共同的致命缺陷：它们都试图通过引入一个附加的电路来校正现有的误差，然而就数值而言交越失真原本已经相当低，能在多大程度上得到改善本已是个疑问，更有甚者，怎么能保证这个附加电路不会带来新的问题，特别是其他形式的失真呢？事实上这是非常可能的，因为像动态偏置技术一样，很多方法的本质都是通过非线性地调节偏置电流来克服交越失真，而这种非线性调节机制不可能与交越失真的机理完全互补，因此必然会引入产生新的失真的隐患。
另一方面，随着HDCD、SACD及DVD-Audio等新的高保真音源的出现及流行，包括功放在内的音响器材面临着需要提高性能指标以满足新的高保真放音标准的要求，这进一步加剧了晶体管功放所面临的问题。比如，SACD及DVD-Audio都将放音频响的上限提高到100KHz，远高于现行CD的20kHz，这对晶体管功放的设计将是一个极大的挑战。虽然对人的耳-脑系统到底在多大程度上能感受到20kHz以上的声音成分依然存在一些争议，但可以肯定的是，以前因为音源制式，录音及重放器材频带的限制而遭衰减甚至污染(因CD的录音及再生时的反镜像滤波不足造成)的中高频段的信号成分将会因为标准的提高而得到很大程度的改善，从而使得晶体管功放的交越失真的影响更加突出，甚至会造成功放成为制约整个放声系统性能指标的技术瓶颈的现象。正因为如此，甲类偏置的晶体管功放近几年受到很大的欢迎，因为只有甲类偏置才能彻底消除晶体管功放的交越失真，从而真正改善晶体管功放的音质。然而不言而喻，使用甲类偏置的代价是相当大的。一台真正的100W的立体声甲类功放，即使在待机状态也要消耗至少400W的功率，需要巨大的电源变压器及散热器，这样的功放其重量至少为50kg，机体也会是巨无霸型，售价也远超出一般音响爱好者的承受范围。而且随着原材料及能源价格的不断上涨，无论制造、运输或使用成本都已经或正在成为很大的问题。高保真领域的另一个现象是，一度临近消失的电子管功放也重新开始流行，这同样也是因为其失真以低次谐波为主，听感较一般的晶体管功放要好的缘故。然而，无论是巨无霸型的大量消耗能源的晶体管甲类功放，或是古老的使用高电压并需要将灯丝加热到发红才能工作的电子管功放，很显然都不是在一个讲究效率追求环保的数码时代所应该推崇的时尚。问题是：怎样才能简单高效地解决晶体管功放的交越失真以应对消费者越来越高的音质要求？
【发明内容】
为解决现行的绝大多数晶体管功率放大器中所普遍存在的交越失真问题，本发明提出一种新颖的反馈移位式(FBS)补偿技术，以取代传统的密勒电容补偿。此反馈移位式(FBS)补偿技术在音频的中高频段将末级功率晶体管也包含在一个类似于通常由密勒电容所构成的本地负反馈环路之中，使与末级有关的包括交越失真在内的各项性能指标都得到大幅改进，从而从根本上解决了甲乙类晶体管功放在中高频段音质劣化的问题。而在远高于音频的超高频段，该反馈移位式(FBS)补偿又回归成传统的密勒电容补偿方式，使得电路的稳定性得到保证。另外，虽然本说明书重点叙述反馈移位式(FBS)补偿技术在音频功率放大器中的应用，由于其具有普遍适用性，该技术可使用于任何末级使用射极或源极跟随器的负反馈放大器电路中以取代密勒电容补偿，如集成运算放大器、数模转换器(DAC)或模数转换器(ADC)的缓冲器等，从而提高这些电路在中高频段的性能。
技术方案
对甲乙类晶体管功率放大器而言，虽然密勒电容完美地将在中高频段损失的大环负反馈的环路增益转换成了环绕第二级放大器的局部负反馈，然而产生最严重的交越失真的第三级即功率输出级却处于这个局部负反馈环路之外。我们设想，如果能够将这个反馈环路改造成也包括第三级放大器，那么包括交越失真在内的电路的中高频段的性能指标必将会得到彻底的改善。理论上，因为第三级一般是级联的三极管射级跟随器或场效应管源级跟随器，其交流增益为1，且频响通常在几MHz至数十MHz的频带上，因此如果我们将密勒电容直接改成跨接在第二级放大器的输入端及第三级放大器的输出端，整体电路的频率响应和相位特性都不会有太大变化，电路理应可以稳定工作。在为此所做的电路实验中，这种直接的包括第三级的局部负反馈只适用于一些第二、第三级结构较简单紧凑且第二级增益较低的电路，对于多数功放电路，由于大功率晶体管的输入电容及杂散的分布电容或电感的影响较大，第二级的增益较高(即局部负反馈的环路增益太大)，或是因为输出级功率管的频响特性不好而引入额外的相移等原因，往往会引起不易解决的寄生超高频振荡，使这种方法在实际的运用中受到很大的限制。然而，因为我们所关心的只是音频段功放的性能指标，而并不在乎功放在此频段以外的表现，因此，我们可以设计一种反馈网络，让它只在音频段提供我们所需要的包含第二及第三级的局部负反馈，而在更高的频段则回归到与传统的密勒电容一样的补偿方式，即等效于一只电容跨接于第二级放大级的输入及输出端，这样我们就既能解决功放的中高频性能低下的问题，又能保证电路具有与密勒电容补偿一样或接近的稳定性。理论上，这样的网络可以有多种电路结构，我们将提出一种较简单的T型网络实现，无论是计算机电路仿真(SPICE Circuit Simulation)或是电路实验都证明，这种网络能够很好地实现负反馈环路随频率进行转换或移位的功能，达到既提高中高频性能又保证电路稳定工作的目标。我们把这种能实现负反馈环路随频率进行转换或移位功能的网络称作反馈移位式(Feed-Back Shifting，或简称FBS)补偿网络，称使用这种网络进行补偿的技术为反馈移位式(FBS)补偿技术。
如图4至图12所示，这种反馈移位式补偿网络是一个具有三个端子的T型(或称Y型)网络，该网络可以有多种不同的电路实现，但都具有以下共同特征：
1)具有三个端子及一个中心点，分别记作X端子、Y端子、Z端子和CT点
2)X端子连接到第二级放大器的输入端，Y端子连接到第三级放大器的输出端，Z端子则连接到第二级放大器的输出端
3)X端子与中心点CT之间的支路具高通特性，即X端子与CT点之间的阻抗呈容性特征，亦即低频时阻抗大，高频时阻抗小
4)Y端子与中心点CT之间的支路具恒阻或低通特性，即Y端子与CT点之间的阻抗恒定或呈感性特征，亦即低频时阻抗小，高频时阻抗大
5)Z端子与中心点CT之间的支路具高通特性，即Z端子与CT点之间的阻抗呈容性特征，亦即低频时阻抗大，高频时阻抗小
6)X端子与Y端子之间可以跨接一个电阻(但并非必须构成因素)
具有上述特征的T型网络可以实现我们所期待的反馈移位式(FBS)相位补偿功能，其工作原理如下：因为Y端子连接到第三级放大器的输出端，Z端子连接到第二级放大器的输出端亦即是第三级放大器的输入端，而第三级放大器一般是增益为1的三极管射级跟随器或场效应管源级跟随器，所以Y端子与Z端子的交流电位相等，于是流经Y-CT支路与Z-CT支路的反馈电流便与各支路的阻抗大小成反比并随频率而变化：低频时，Y-CT支路阻抗远小于Z-CT支路阻抗，反馈电流的绝大部分流经Y-CT支路，流经Z-CT支路的反馈电流可忽略不计，亦即此时的负反馈信号主要取自第三级放大器的输出端，而这正是我们所期待的包括第三级放大器的局部负反馈；高频时Z-CT支路阻抗远小于Y-CT支路阻抗，反馈电流的绝大部分流经Z-CT支路，流经Y-CT支路的反馈电流可忽略不计，亦即此时的负反馈信号主要取自第二级放大器的输出端，这正是传统的密勒电容所实现的只包括第二级放大器的局部负反馈。如果我们将使两条支路的阻抗取相同值的频率称作转换频率，则通常可以将转换频率设计在几百kHz至几MHz的频段上，这样就既能保证使第二及第三级放大器在整个音频范围内获得足够的局部负反馈，又能使补偿网络在更高的频段上尽快地回归到传统的密勒电容补偿，从而保证电路的稳定性。
本发明的有益效果总结如下：
1)显著改善包括交越失真在内的与输出级有关的放大器在中高频段的性能指标
2)适用于所有现行的采用密勒电容补偿，并使用射极或源极跟随器输出级的负反馈放大器
3)大幅降低输出级偏置电流从而提高功率放大器的效率，并降低电路性能对偏置电流的依赖性
4)因为4)，可以在提高功率放大器的性能指标的同时降低成本
【附图说明】
●图1是传统的音频功率放大器等负反馈放大器所采用的电路结构框图
●图2是图1所示电路的开环增益、闭环增益及密勒极点的示意图
●图3是针对图2的，描述改变密勒极点时电路的开环增益及负反馈量(NFB)的变化情况的示意图
●图4是在传统的放大器中使用1型反馈移位式(FBS)补偿网络代替密勒补偿电容的电路框图
●图5是第一个具体实施例，即1型反馈移位式(FBS)补偿网络的实际电路图
●图6是第二个具体实施例，即2型反馈移位式(FBS)补偿网络的实际电路图
●图7是第三个具体实施例，即3型反馈移位式(FBS)补偿网络的实际电路图
●图8是第四个具体实施例，即4型反馈移位式(FBS)补偿网络的实际电路图
●图9是第五个具体实施例，即5型反馈移位式(FBS)补偿网络的实际电路图
●图10是第六个具体实施例，即6型反馈移位式(FBS)补偿网络的实际电路图
●图11是第七个具体实施例，即7型反馈移位式(FBS)补偿网络的实际电路图
●图12是第八个具体实施例，即8型反馈移位式(FBS)补偿网络的实际电路图
●图13是将1型反馈移位式(FBS)补偿网络应用于功率放大器的一个具体实施例的电路图
●图14是将4型反馈移位式(FBS)补偿网络应用于功率放大器的一个具体实施例的电路图
●图15-18是基于图14所示的具体实施例，使用反馈移位式(FBS)补偿网络与使用传统密勒电容补偿时，功率放大器的输出电压失真频谱对比图(计算机电路仿真结果)。图15是使用反馈移位式(FBS)补偿网络时，1KHz正弦波小功率输出时的失真频谱；图16是使用传统密勒电容时，1KHz正弦波小功率输出时的失真频谱；图17是使用反馈移位式(FBS)补偿网络时，10KHz正弦波大功率输出时的失真频谱；图18是使用传统密勒电容补偿时，10KHz正弦波大功率输出时的失真频谱。
【具体实施方式】
下面将结合附图和具体实施例来进一步描述本发明。必须指出的是，本发明所提出的T型网络可以有多种电路构成，而不局限于此处的实施例所揭示的方案。任何从本发明的思路出发设计出的用以实现反馈移位功能的补偿网络，都应被视作本发明的具体实施例。
图5所示的第一个具体实施例，即1型反馈移位式(FBS)补偿网络，是由电容Cf1、Cf2及电阻Rd组成。电容Cf1连接在X端子与中心点CT之间，其电容量与传统的密勒电容的取值相当或稍大，一般在10PF-100PF；电容Cf2连接在Z端子与中心点CT之间，其电容量为电容Cf1的数倍，一般取值在20PF-500PF；电阻Rd连接在Y端子与中心点CT之间，其阻值一般在100Ω-10kΩ；电阻Rd与电容Cf2组成的时间常数，即τ＝Rd×Cf2，决定了负反馈从包含第三级放大器的局部负反馈转换到只包含第二级放大器的密勒补偿的转换频率，这个频率一般设在200kHz至数MHz之间。在整个音频段，由于电容Cf2所呈现的阻抗值远大于电阻Rd的阻值，电容Cf2支路可视为开路，补偿网络仅由电容Cf1及电阻Rd组成，而因为Rd的电阻值远小于电容Cf1在此频段的阻抗值，电阻Rd又可视为短路，电容Cf1相当于直接连接在X端子及Y端子之间。由于X端子与Y端子分别连接第二级放大器的输入端及第三级放大器的输出端，这便形成了我们所需要的包括第三级的局部负反馈。而在转换频率以上频段，随着频率的增加电容Cf2所呈现的阻抗值越来越小于电阻Rd的阻值，负反馈逐渐转变为由X端子与Z端子之间的通路所主导，而这正是传统的跨接于第二级放大器的输入端与输出端的密勒电容补偿方式，到极高频段，电阻Rd可视为开路，网络则等同于由电容Cf1及电容Cf2串联而成的等效电容所提供的密勒补偿。如果电容Cf1及电容Cf2的串联等效电容容量与使用密勒补偿时的电容量相等，则电路具有与密勒补偿时一致或接近的稳定性。
图6所示的第二个具体实施例，即2型反馈移位式(FBS)补偿网络，是由电容Cf1、Cf2及电感Ld组成。电容Cf1与电容Cf2的连接方式及取值范围与上述1型反馈移位式(FBS)补偿网络的相应元件相同，此处不再赘述。电感Ld连接在Y端子与中心点CT之间，其电感量一般在10uH-1mH；电感Ld与电容Cf2组成的谐振频率，即决定了负反馈从包含第三级放大器的局部负反馈转换到只包含第二级放大器的密勒补偿的转换频率，这个频率一般也设在200kHz至数MHz之间。有关2型反馈移位式(FBS)补偿网络的反馈移位原理，除用电感Ld取代电阻Rd之外，其他与上述1型反馈移位式(FBS)补偿网络完全一样，可参考相应说明，此处不再重复。
图7所示的第三个具体实施例，即3型反馈移位式(FBS)补偿网络，是由电容Cf1、Cf2、电感Ld及电阻Rd组成。电容Cf1与电容Cf2的连接方式及取值范围与上述1型反馈移位式(FBS)补偿网络的相应元件相同，此处不再赘述。电感Ld与电阻Rd串接在Y端子与中心点CT之间，电感Ld的电感量与上述2型反馈移位式(FBS)补偿网络的电感Ld的取值大致相同或稍小；电阻Rd作为电感Ld辅助元件使用，其阻值一般取10Ω-1kΩ。有关3型反馈移位式(FBS)补偿网络的反馈移位原理，除用电感Ld及电阻Rd的串联电路取代电阻Rd之外，其他与上述1型反馈移位式(FBS)补偿网络完全一样，可参考相应说明，此处不再重复。
图8所示的第四个具体实施例，即4型反馈移位式(FBS)补偿网络，是由电容Cf1、Cf2、电感Ld及电阻Rd组成。电容Cf1与电容Cf2的连接方式及取值范围与上述1型反馈移位式(FBS)补偿网络的相应元件相同，此处不再赘述。电感Ld与电阻Rd并联接在Y端子与中心点CT之间，电感Ld的电感量与上述2型反馈移位式(FBS)补偿网络的电感Ld的取值大致相同或稍大；电阻Rd作为电感Ld辅助元件使用，其阻值一般取100Ω-10kΩ。有关4型反馈移位式(FBS)补偿网络的反馈移位原理，除用电感Ld及电阻Rd的并联电路取代电阻Rd之外，其他与上述1型反馈移位式(FBS)补偿网络完全一样，可参考相应说明，此处不再重复。
图9所示的第五个具体实施例，即5型反馈移位式(FBS)补偿网络，是在上述1型反馈移位式(FBS)补偿网络的基础上，在X端子及Y端子之间再加入一个电阻Rp所构成。加入电阻Rp的目的是减小电路的开环增益并将其转换成包含第二级及第三级的局部负反馈，电阻Rp的阻值一般为100kΩ-2MΩ。因为电阻Rp的加入只改变密勒极点的位置及其以下频段的电路开环特性，电路的高频特性及相位补偿特性并不受电阻Rp加入的影响，该补偿网络的反馈移位原理与1型反馈移位式(FBS)补偿网络完全一样，可参考相应说明，此处不再重复。
图10所示的第六个具体实施例，即6型反馈移位式(FBS)补偿网络，是在上述2型反馈移位式(FBS)补偿网络的基础上，在X端子及Y端子之间再加入一个电阻Rp所构成。加入电阻Rp的目的、阻值和对电路的影响与上述5型反馈移位式(FBS)补偿网络完全一样。有关该补偿网络的反馈移位原理可参考对2型反馈移位式(FBS)补偿网络所做的相应说明，此处不再重复。
图11所示的第七个具体实施例，即7型反馈移位式(FBS)补偿网络，是在上述3型反馈移位式(FBS)补偿网络的基础上，在X端子及Y端子之间再加入一个电阻Rp所构成。加入电阻Rp的目的、阻值和对电路的影响与上述5型反馈移位式(FBS)补偿网络完全一样。有关该补偿网络的反馈移位原理可参考对3型反馈移位式(FBS)补偿网络所做的相应说明，此处不再重复。
图12所示的第八个具体实施例，即8型反馈移位式(FBS)补偿网络，是在上述4型反馈移位式(FBS)补偿网络的基础上，在X端子及Y端子之间再加入一个电阻Rp所构成。加入电阻Rp的目的、阻值和对电路的影响与上述5型反馈移位式(FBS)补偿网络完全一样。有关该补偿网络的反馈移位原理可参考对4型反馈移位式(FBS)补偿网络所做的相应说明，此处不再重复。
图13及图14是将反馈移位式(FBS)补偿网络应用于功率放大器的两个具体实施例的电路图。必须指出的是，任何使用密勒电容补偿的传统放大电路都可使用本发明所提出的反馈移位式(FBS)补偿网络以取代密勒电容，本发明的应用并非仅限于此处所示的功率放大器的实施例。
图13所示的是一个经典的由三级放大级构成的且采用全对称互补电路的功率放大器电路图，使用了1型反馈移位式(FBS)补偿网络代替密勒电容做相位补偿。电路构成如下：第一级放大级是一个采用镜像恒流源为负载的对称互补的差分电压-电流放大器，具有两个差动式电压输入端和两个互补的电流输出端，由差分对管Q1/Q2及Q3/Q4、恒流源Iss1及Iss2、射级负反馈电阻对RE11/RE12及RE13/RE14、镜像恒流源对管Q5/Q6及Q7/Q8、以及镜像恒流源的射级负反馈电阻对RE1/RE2及RE3/RE4组成；第二级放大级是上下对称的互补型共发-共基式电流-电压放大器，它有两个互补输入端及一个合并了的输出端，它的两个输入端分别连接到第一级放大器的两个输出端，它的输出端则连接到第三级放大器的输入端，由互补的共发-共基对管Q9/Q10及Q11/Q12、以及提供偏置的Vbias2、Vbias3(可以是稳压管、通用二极管或连接成二极管的三极管)、R4及R5构成；第三级放大级是两级级联的推挽式射级跟随器，它的输入端连接到第二级放大级的输出端，它的输出端则是整个放大器的输出端并驱动负载，由前置驱动级对管Q13/Q14、并联的功率输出级对管Q15/Q16及Q17/Q18、前置驱动级射级电阻RE31、功率输出级射级电阻对RE32/RE33及RE34/RE35、以及偏置调整电路Vbias1(可以是采用热补偿的Vbe倍增器等)构成；相位补偿网络采用两个相同的1型反馈移位式(FBS)补偿网络代替密勒电容，网络的X、Y、Z三个端子分别接到第二级放大级的输入端、第三级放大级的输出端及第二级放大级的输出端，每一个网络都分别由两个电容，即Cf1/Cf2或Cf3/Cf4，及一个电阻，即Rd1或Rd2组成；整体电路并施加有大环负反馈，负反馈网络由连接于放大器的输出端与反相输入端(即第一级的反相电压输入端)的电阻分压器R2/R3及与R3并联的提供超前相位补偿的电容C1构成。该电路由于电路对称互补且第二级采用共发-共基电路，放大器的失真主要由末级功率管的交越失真及由于大功率晶体管在大电流输出时电流放大倍数β下降引起的第二级等效负载阻抗随输出幅度变化而造成的第二级的大信号失真所构成。对于前者，本实施例所采用的反馈移位式(FBS)补偿网络将能极大地予以改善。对于后者，因其失真成分以低次谐波为主，对听感影响不大，一般可以忽略。如果希望进一步减小失真，可以采用多个功率管并联的方法以降低各个晶体管流过的电流，但这样会增加成本，更好的方法是在第二级及第三级之间再增加一级射级跟随器作缓冲。由于本实施例所采用的反馈移位式(FBS)补偿网络能在中高频上把由于负载增大而提高的第二级增益完全转换成局部负反馈，这样做的结果是不仅电路总失真大大减小，交越失真也会得到更彻底的改善。如果采用传统的密勒电容补偿，由于补偿电容的容量一定，在增加第二级的增益的同时也降低了密勒极点频率从而使中高频段的改善效果大打折扣。另外，虽然本实施例中使用了1型反馈移位式(FBS)补偿网络，本发明所提出的其他类型的反馈移位式(FBS)补偿网络也同样适用。
图14所示的是另一个使用反馈移位式(FBS)补偿网络的功率放大器的电路图。该放大器的第二级放大级中增加了一级射级跟随器以放大第一级的输出电流，其目的同样是增加第二级的增益以提供更高的局部负反馈来进一步改善末级功率管的交越失真以及由于大功率晶体管在大电流输出时电流放大倍数β下降引起的第二级等效负载阻抗随输出幅度变化而造成的第二级的大信号失真。电路构成如下：第一级放大级是一个采用镜像恒流源为负载的差分电压-电流放大器，具有两个差动式电压输入端和一个电流输出端，由差分对管Q1/Q2、恒流源I1、射级负反馈电阻对RE11/RE12、镜像恒流源对管Q3/Q4、以及镜像恒流源的射级负反馈电阻对RE13/RE14组成；第二级放大级是一个共集-共发式电流-电压放大器，其输入端接到第一级放大级的输出端，其输出端接到第三级放大级的输入端，由共集(即射级跟随器)接法的晶体管Q10及共发接法的晶体管Q5、共集电路的射级偏置电阻R21、以及恒流源I2所组成；第三级放大级是两级级联的推挽式射级跟随器，它的输入端连接到第二级放大级的输出端，它的输出端则是整个放大器的输出端并驱动负载，由前置驱动级对管Q6/Q7、功率输出级对管Q8/Q9、前置驱动级射级电阻RE31、功率输出级射级电阻对RE32/RE33、以及偏置调整电路V1(可以是采用热补偿的Vbe倍增器等)构成；相位补偿网络采用4型反馈移位式(FBS)补偿网络取代密勒电容，网络的X、Y、Z三个端子分别接到第二级放大级的输入端、第三级放大级的输出端及第二级放大级的输出端，网络由两个电容Cf1及Cf2，一个电感Ld及一个电阻Rd组成；整体电路并施加有大环负反馈，负反馈网络由连接于放大器的输出端与反相输入端(即第一级的反相电压输入端)的电阻分压器R2/R3及与R3并联的提供超前相位补偿的电容C2构成。相较于使用密勒补偿的同样功放电路，图14所示的功放实施例在中高频不论输出功率大小，其失真都得到极大的改善(参看图15-18)，而电路结构却相当简单，配以合适的电源电路，其性能指标将挑战包括甲类功放在内的任何功率放大器。
参考文献
[1]Moir，J，“Just Detectable Distortion Leaves”，Wireless World，Feb 1981，p.34
[2]Self，D，“Audio Power Amplifier Design Handbook”，3rd Edition，Newnes，p.142