桥式驱动放大器和电信装置 本发明涉及桥式驱动放大器，用于驱动被耦合在桥式驱动放大器的第一和第二输出端之间的容性负载，该桥式驱动放大器包括被耦合在第一供电轨与第一输出端之间的第一驱动部分，被耦合在第二输出端与第二供电轨之间的第二驱动部分，被耦合在第一供电轨与第二输出端之间的第三驱动部分，被耦合在第一输出端与第二供电轨之间的第四驱动部分，由此桥式驱动放大器被AC(交流)驱动，这样，第一和第二部分，当被驱动时，造成在容性负载上的给定极性的输出电压，以及第三和第四部分，当被驱动时，造成在容性负载上的与给定极性相反的输出电压。这样的桥式驱动放大器可在诸如有线电话那样的电信装置中被使用，用于驱动压电的电声换能器，以便产生振铃信号，或任何其它桥式驱动放大器，用于驱动容性负载以及被AC信号驱动。换能器可以是具有较低耗散因子地容性换能器，因而也可以是压电风扇等。
本发明还涉及包括这种桥式驱动放大器的电信装置。
上面这种桥式驱动放大器可从UBA1702集成电路的数据资料，Philips Semiconductors,January 9,1996,pp.1-24，中得知。在该数据资料的第4页上，给出了UBA1702的方框图。显示了桥式压电驱动放大器，用来驱动用于产生典型的1kHz的振铃信号的压电电声换能器。这样的传统的桥式驱动放大器包括四个部分，其中两个部分同时工作，用于输入信号的每个AC周期。驱动桥式驱动放大器会造成交替的序列，把容性负载充电到具有给定极性的给定电压，将容性负载放电，以及把容性负载充电到具有与给定极性相反的极性的给定电压。该序列是包括四个状态的周期过程。传统的桥式驱动放大器非常不经济，因为对于充电和放电，都从电流源吸取电流。特别是在电话应用中，希望有更有效的用于驱动容性振铃器的桥式驱动放大器。
德国专利DE35 05 478描述了更有效的桥式驱动放大器。其中提出了，在容性负载放电期间使桥式驱动放大器的输出端保持为等电位。但未显示出详细的实施例，只显示了这种序列交换的示意的操作。本发明的目标是对于同一个基本问题给出不同的解决办法。
本发明的一个目的是提供有效的桥式驱动放大器，用于驱动容性负载，尤其是诸如振铃器那样的压电电声换能器。
因此，按照本发明的桥式驱动放大器的特征在于，桥式驱动放大器包括抑制装置，当在容性负载上电压从一个极性到另一个极性的电压状态转变期间容性负载放电时，用于抑制至少一部分电源电流。由此，达到至少在容性负载部分放电期间，不使用电源电流，或至少达到减少电源电流的使用，以便减少电源消耗。在有线电话应用中，因而较好的使用法是利用有限的可供使用的线路电流，或较响的振铃声或可达到同样声音时的较低花费的换能器。
权利要求2中给出了按照本发明的桥式驱动放大器的一个实施例。由此，至少在容性负载放电的部分时间期间，不使用电源电流，而电路是简单的，且没有使得开关装置复杂化。
权利要求4中给出了按照本发明的桥式驱动放大器的另一个实施例。由此，给出了能得到桥式驱动放大器的较好的效率的非常简单的装置。该比值可通过应用在驱动部分中的传统的电流限制装置而得到。
在其它有关权利要求中，主张了更详细的实施例。
现在参照附图，通过例子来描述本发明，其中：
图1示意地显示了包括按照本发明的桥式驱动放大器的电信装置的方框图，
图2显示了按照本发明的桥式驱动放大器的第一实施例的详细电路图，以及
图3显示了按照本发明的桥式驱动放大器的第二实施例的详细电路图。
在所有图中，相同的参考数字被用于相同的特性。
图1示意地显示了包括按照本发明的桥式驱动放大器2的电信装置1的方框图，该桥式驱动放大器2驱动了振铃器3，即构成放大器2的容性负载的压电电声换能器。在诸如UBA1702型的IC(集成电路)4那样的传统的IC中，当在容性负载上电压从一个极性到另一个极性的电压状态转变期间容性负载放电时，电源电流被取出。按照本发明，提供了更有效的放大器。还显示了传统的电话电路，例如，断续器MOSFET5、保护电阻6、双挂钩开关7、8、二极管桥9、以及桥式连接挂钩开关7的电容器10与电阻11。电信装置，例如有线电话，被耦合到公共交换电话网12。
图2显示了按照本发明的桥式驱动放大器2的第一实施例的详细电路图，包括被耦合在第一电源供电轨V+与桥式驱动放大器2的第一输出端X之间的第一驱动部分S1、被耦合在第二输出端Y与第二电源供电轨V-之间的第二驱动部分S2、被耦合在第一电源供电轨V+与第二输出端Y之间的第三驱动部分S3、以及被耦合在第一输出端X与第二电源供电轨V-之间的第四驱动部分S4。在这个例子中，给定V+=10伏和V-=0伏。还显示了用于驱动部分S1、S2、S3、和S4的差分对DR。部分S1和S2、以及部分S3和S4是在桥式驱动放大器2的输入端20处的AC输入信号的各自的半个周期上互不相容地工作。还显示了被耦合在各自的输出端X和Y与第一电源供电轨V+之间的二极管D3’和D3。差分对DR包括晶体管T1和T2以及用于偏置的在基极之间的电阻21和22。晶体管T1和T2的发射极被或许耦合并被耦合到提供电流I的电流源。驱动部分S1包括晶体管T3和T4，它们的主电流路径被串联地连接在第一电源供电轨V+与驱动部分S2的输入端之间。晶体管T3的基极通过二极管D1被耦合到供电轨V+，并通过二极管D2被耦合到晶体管T4的基极。晶体管T3的集电极被耦合到晶体管T4的发射极和晶体管T5的基极，它的主电流路径被耦合在供电轨V+与输出端X之间。驱动部分S2包括在输出端处的晶体管T6和T7，以及输入端处的晶体管T8和T9。同样地，驱动部分S3包括晶体管T3’,T4’，和T5’，以及二极管D1和D2。驱动部分S4包括晶体管T6’,T7’,T8’，和T9’。
下面将描述桥式驱动放大器2的运行。晶体管T1驱动桥式放大器的一半，晶体管T2驱动另一半。例如，在输入端20取1kHz的驱动输入信号。桥式放大器工作在自动排序模式。对于桥式放大器工作，初始状态被取成晶体管T2关断及T1接通，这样放大器输出端Y先前被切换到V+=10伏，以及放大器输出端X被驱动部分S3和S4切换到V-=0伏。所以容性负载3变成为充电，正极在输出端Y以及负极在端口X。端口Y将达到10v减去与电路T3和T5有关的压降。T4’的基极将是V+以下两个二极管压降。二极管前向压降假定是0.6伏。晶体管T3’中的电流将把晶体管T5’拉到V+，但是T4’的发射极-基极的导通将把晶体管T5’的基极保持在V+以下的一个二极管电压，即10V-0.6V=9.4V。晶体管T5’的压降是其发射极-基极电压，我们也把它取为0.6V。所以输出端Y将保持在10V-1.2V=+8.8V。端口X将达到0V减去晶体管对T6’,T7’上的压降。该电压将是对于T6’的0.6V加上对于T9’的0.1V等于0.7V。所以端口X将保持在+0.7V。电容3上的电压等于8.8V-0.7V=8.1V。在所有驱动放大器中的电流在容性负载3被充电后将达到零。
接着，输入端20处的驱动信号被反向，这样晶体管T1关断以及晶体管T2接通。在晶体管T2的集电极处的电流变成为近似等于流入二极管D1和D2的电流I。二极管D1和晶体管T3被做成在几何上(电流镜面)相等，这样晶体管T3的集电极电流也变成为等于电流I。由于输出端X是处在+0.7V，所以晶体管T5的基极和晶体管T4的发射极不能大于0.7V+0.6V=1.3V。晶体管T4的基极在电压上不能低于V+减去二极管D1和D2上的压降，因而不能小于10-1.2=8.8V。所以晶体管T4被反向偏置8.8-1.3=7.5V，不能导通。这意味着，没有电流流入晶体管T8和T9，这两个晶体管被关断。这样，晶体管T6在这时没有动作来把端口Y拉到0V。
晶体管T3的集电极处的驱动电流造成晶体管T5中的电流，它试着提升端口X处的电压。但是，通过电容3的耦合意味着，在输出端Y处的电压也必须提升。端口Y处的电压一旦从8.8V增加到10.6V，二极管D3将导通，端口Y将不再提升。所以，端口X在它被容性负载3和二极管D3限制以前只增加1.8V。这意味着，它立刻从0.7V增加到2.5V，然后晶体管T5中的电流只是通过改变容性负载3上的电荷，造成端口X上的电压的进一步向着正的电源供电轨V+增加。在这个过程期间，从电源流入晶体管T5的电流通过二极管D3返回到电源。事实上，结果是，容性负载3现在从8.1V向着1.8V放电，而不用使用任何(明显的)电源电流。它从状态X=2.5V,Y=10.6V放电到状态X=8.8V,Y=10.6V，不用使用电源电流。
当晶体管T5处的电压达到V+以下一个二极管电压的电平时，晶体管T4的发射极-基极结可以变成为正向偏置，因为其基极电压是V+以下两个二极管电压降。当晶体管T4导通时，它阻止晶体管T5的基极上的电压的任何进一步提升，这意味着，晶体管T5不再造成端口X上的电压的任何增加。晶体管T5的基极仍旧保持在V+以下一个二极管压降，可供使用的流到晶体管T4的电流等于在晶体管T3中的电流减去任何小的基极电流，以保持晶体管T5的基极在V+以下一个二极管压降。所以现在晶体管T8被来自晶体管T4的电流驱动。如果晶体管T8和T9是一致的晶体管，则相等的电流流入晶体管T9的集电极。晶体管T9驱动晶体管T6，由晶体管T7协助，把容性负载3的端口Y拉向V-。容性负载3现在使用从电源通过晶体管T5、T6、和T7流出的电流被充电，直到充电停止，端口X是V+以下大约两个二极管压降，以及端口Y是V-以上大约一个二极管压降为止(晶体管T6上的压降和T9的饱和电压)。所以端口X是处在8.8V，及端口B是处在0.7V。容性负载的状态从X=8.8V,Y=10.6V充电到X=8.8V,Y=0.7V。这完成了半个周期。在这半个周期期间从电源提取出的电源电流将是为了把容性负载3从状态X=8.8V,Y=10.6V充电到X=8.8V,Y=0.7V所需要的电流，它是9.9V的电压变化。总起来，容性负载3从状态X=0.7V,Y=8.8V改变到X=8.8V,Y=0.7V，它表示16.2V的电压改变。所以电容的充电达到16.2V-9.9V=6.3V，不用使用电源电流。当在相同的容性负载上驱动16.2V的峰到峰电压时，比起传统的桥式驱动放大器来说，电流消耗减小量为39％。
图3显示了按照本发明的桥式驱动放大器的第二实施例的方框图。驱动部分S1和S2被设计成具有，例如4个单位的电流驱动能力，而驱动部分S3和S4被设计成具有1个单位的电流驱动能力。驱动部分S2和S4使用传统的电流限制技术，来确保来自驱动部分S1和S3的驱动电流的比值将是驱动部分S2和S4的驱动电流的比值的4倍。桥式驱动放大器的驱动正如传统的桥式驱动放大器那样，例如UBA1702型的集成电路。在使得驱动部分S1和S3工作的同时，驱动部分S2和S4不工作，然后，在使得驱动部分S2和S4工作的同时，驱动部分S1和S3不工作。所以，容性负载3的端口X和Y首先分别由驱动部分S1和S3驱动趋向于V+和V-。接着，它们分别由驱动部分S2和S4驱动趋向于V-和V+。
把驱动部分S1和S2是工作的取作为起始状态。所以输出端X处在V+，及输出端Y处在V-。例如，V+=10V,V-=0V。驱动部分被设计成能把端口X和Y驱动到供电轨V+和V-，即初始状态是X=10V,Y=0V。现在驱动部分S1和S2变成为不工作，并不影响端口X或Y处的电压。驱动部分S3和S4变成为工作，但驱动部分S4只有驱动部分S3的1/4的电流能力。所以驱动部分S3试着把输出端Y从0V推到10V。但这意味着，输出端X必须借助于经过容性负载3的耦合从10V提升到20V。二极管D10将导通而阻止这一结果。端口X将提升到10.6V，然后端口Y将只在容性负载3被来自驱动部分S4的电流充电时才提升。驱动部分S4工作，并流出在驱动部分S3中的电流的1/4的电流。现在从供电轨V+流入到端口Y的纯电流是4个单位，在二极管中的电流是4个单位减去流入驱动放大器S4的一个单位。容性负载充电直到端口Y达到10V为止，在这时，二极管D10中的电流降到零，所以驱动部分S3中的电流降到一个单位的电流，流过容性负载3和经过驱动部分S4流到供电轨V-。这个电流继续下去，直到端口X从10.6V变低到0V为止，在这时，不再有电流流入到任一个驱动部分。从电源流经驱动部分S3的电流是4个单位，但3个单位经过二极管10流回到电源。在容性负载3从状态X=10.6V,Y=0.6V改变到X=10.6V,Y=10V的同时，从电源供电轨流出的电流只是流入驱动部分S4的电流。在容性负载3从状态X=10.6V,Y=10V改变到X=0V,Y=10V的同时，从电源供电轨流出的电流也是一个单位的电流，流入驱动部分S4。现在在容性负载3从状态X=10.6V,Y=0.6V到X=10.6V,Y=10V改变3个单位的电流，它并不作为纯电源电流流动。从电荷平衡来看，比起传统的桥式驱动放大器，很容易发现，达到32.25％的节省。当选择高得多的比值时，将会达到甚至更好的结果。
鉴于以上说明，对于本领域的技术人员显而易见的是，在后面由附属权利要求规定的本发明的精神和范围内，可作出各种不同的修正，因此本发明并不限制于所提供的例子。