用于负载电路的过电流保护装置 【技术领域】
本发明涉及一种用于负载电路的过电流保护装置，当过电流流入具有电源、电子开关以及负载的负载电路中时，该过电流保护装置可以安全地断开负载电路以保护该负载电路。
背景技术
图3是示出了现有技术的过电流保护装置的结构的电路图。在图中示出的过电流保护装置设置在负载电路中，该负载电路包括电源VB、负载RL以及由FET形成的半导体开关T11。当过电流流入负载电路中时，过电流保护装置断开半导体开关T11以保护负载电路。将具体说明该操作。
过电流保护装置包括关于半导体开关T11而组成多源FET的MOSFET(T12)。MOSFET(T12)的漏极连接于电源VB，并且MOSFET(T12)与电源VB的连接点Y1连接于半导体开关T11的漏极。MOSFET(T12)的源极经由电阻Rr接地。MOSFET(T12)的栅极在连接点Y2处连接于半导体开关T11的栅极。连接点Y2经由电阻R1连接于驱动器112的输出端子。
由AND电路AND1形成的锁存器DF1、开关SW1、电阻R2以及D触发电路设置在驱动器112的输入侧上。开关SW1和电阻R2串联耦合，并且串联的耦合电路设置在电源VB与地之间。开关SW1与电阻R2的连接点连接于AND电路AND1的一个输入端子。AND电路AND1的该一个输入端子还连接于锁存器DF1的复位端子。此外，AND电路AND1的另一个输入端子连接于锁存器DF1的输出端子(Q_bar)。
半导体开关T11的源极连接于比较器CMP1的负极侧输入端子，比较器CMP1的正极侧输入端子连接于MOSFET(T12)的源极，而比较器CMP1的输出端子连接于锁存器DF1的输入端子。
以下，将说明图3中所示的包括过电流保护装置的负载电路的操作。当开关SW1接通时，由于锁存器DF1的输出在此时是高(H)电平，所以AND电路AND1的输出变为高(H)电平，从而驱动器112将电荷泵电压提供给多源FET(T11和T12的共栅极)的栅极。
从而，将半导体开关T11接通并且因此负载电流ID流经此处。此外，由于MOSFET(T12)也被接通，所以参考信号Iref也流经MOSFET(T12)。组成多源FET的MOSFET(T12)具有和半导体开关T11相同的特性，并且其沟道宽度通常被设定在T11的沟道宽度的(1/2000)和(1/1000)之间的范围。假设(T11的沟道宽度)/(T12的沟道宽度)是n，那么n是在1,000和2,000之间的范围内。
假设半导体开关T11的源极电压和MOSFET(T12)的源极电压分别是VSA和VSB，那么当VSA等于VSB时ID变为n*Iref。电压VSA的值取决于负载RL的电阻值，而电压VSB的值取决于电阻Rr的值。以在负载电路的负载RL和布线的正常状态下电压VSA大于VSB的方式设置电阻Rr的值。从而，在正常状态下，由于提供到比较器CMP1的负极侧输入端子的电压大于提供到其正极侧输入端子的电压，所以比较器CMP1的输出被保持在低(L)电平。
当在负载电流ID流动的状态下，半导体开关T11和负载RL之间的布线被短路接地时，负载电流ID增加并且电压VSA变为小于电压VSB，从而比较器CMP1地输出改变为H电平，并且因此锁存器DF1的输出变为L电平。从而，由于AND电路AND1的输出变为L电平，所以驱动器112的输出端子被接地，因此多源FET(T11和T12的共栅极)的栅极经过电阻R1而接地，并且因此每个半导体开关T11和MOSFET(T12)被断开。结果，由于短路电流被切断，所以能够保护布线和半导体开关T11免遭过电流。
在多源FET(T11，T12)正常的情况下，能够由过电流检测功能保护负载电路的布线和半导体开关T11。然而，当半导体开关T11的导通电阻值异常地增加时，能够由关于这种异常的过电流保护功能保护布线和半导体开关T11。
下面的情况被认为是导通电阻值异常增加的原因。即，每个半导体开关T11和MOSFET(T12)由许多小的并联连接的FET(下文中称为元件FET)构成。当部分元件FET的栅极的绝缘薄膜被破坏并且栅极和其主体之间的连接被短路时，小的漏电流在栅极和主体之间，即，栅极和源极之间，流动。漏电流流经与栅极串联连接的电阻R1，从而导致电阻R1上的电压降。当元件FET的故障发展并且漏电流增加时，电阻R1上的电压降增加，从而降低了每个半导体开关T11和MOSFET(T12)的栅极和源极之间的电压。由于半导体开关T11的栅极和MOSFET(T12)的栅极互相连接，所以半导体开关T11和MOSFET(T12)的每个导通电阻值以相似的方式增加并且其之间的分路电流比不改变。
假设负载RL的电阻值是2Ω，当电源VB的输出值是12伏特时，负载电流ID变为6安培，并且通常使用的关于负载RL的FET的导通电阻值大约是10mΩ。如果导通电阻值由于栅极和主体之间的漏电流而从10mΩ增加到100mΩ时，那么负载电流ID变为12V/(2Ω+0.1Ω)＝5.71安培。由于在正常状态下负载电流ID是12V/(2Ω+0.01Ω)＝5.97安培，所以负载电流减小了0.26安培.
比较器CMP1检测电流的增加而不能检测电流的减小。即使为了检测电流的减小而添加比较单元(比较器)，由于0.26安培的减少，源极电压VSA和VSB之间的电压改变是大约26mV的小值，所以难以精确地检测电流减少以关断FET，同时避免错误的检测。另一方面，由于从每个半导体开关T11和MOSFET(T12)所产生的热量变为大约在正常状态下的十倍，所以当这样的状态持续长时间时，每个半导体开关T11和MOSFET(T12)被损坏。为了防止这样的损坏而将过热断开功能结合到半导体开关T11中。即，过热断开功能是使用多源FET的电流传感器中必不可少的组件。
综上所述，当把半导体开关设置在负载的高压侧时，即在电源和负载之间时，已经采用下面的方法作为保护半导体开关和在半导体开关与负载之间的连接布线的方法。
(1)设置用于检测流经半导体开关的电流的检测单元，以在当超过正常电流范围的过电流流动时将元件关断。对于检测过电流的方法，有添加与元件串联的分流电阻以直接检测流经元件的电流的方法，以及利用通过以恒定的分流率划分流经元件的电流所获得的电流来确定过电流的方法。后一种方法通过利用多源FET等来实现。
(2)在由于完全短路等的大的过电流流动的情况下，在过电流被检测到并且元件被关断之前，元件可能被热损失损坏。而且，当元件的导通电阻值通过任何原因而增加时，甚至由于低于过电流测定值的电流的自热，元件的温度可能超过容许温度(绝对额定值)。作为应对这些问题的对策，提供有当元件的温度超过预定的温度时，用于断开流经元件的电流的过电流断开功能。
该半导体开关在小型化方面以及在由于未利用熔丝而导致的热产生量少的方面是优越的。然而，在常规技术中，如上所述，半导体开关需要两种用于检测在过电流保护中的电流和温度的检测过程，这导致了半导体开关元件的成本的增加。从而，由于与熔丝和继电器的简单结构的成本相比，半导体开关元件的成本在很大程度上更高，所以半导体开关元件的推广是不顺利的。
JP-A-2004-48498(专利文献1)公开了关于上述过电流保护装置的技术。专利文献1公开了其中当半导体开关的沟道电压到达容许温度的上限时，从半导体开关的导通电阻值以及最小电流值的乘积来获得临界电压，并且在电压达到临界电压前的时间点时半导体开关被关断，从而保护了半导体开关。
专利文献1：JP-A-2004-48498
【发明内容】
发明要解决的问题
然而，专利文献1中所描述的过电流保护装置不同时地保护半导体元件和连接在半导体元件和负载之间的布线。
为了解决相关技术的上述问题而制造本发明，并且本发明的目的是提供一种用于负载电路的过电流保护装置，在产生过电流时，其能够安全地保护半导体元件以及在半导体元件和负载之间连接的布线。
用于解决问题的方式
为了达到上述目的，根据本发明提供的过电流保护装置包括：
半导体元件(T1)，其设置在负载(RL)和电源(VB)之间；
负载电路，其控制半导体元件的导通和关断以控制负载的驱动和停止；
比较单元(CMP1)，当半导体元件处在导通状态下时，该比较单元将跨过半导体元件的两个端子之间所产生的电压(Vds)与预先设定的确定电压(VB-V1)相比较；以及
半导体元件控制单元，当比较单元确定了电压(Vds)大于确定电压时，该半导体元件控制单元将半导体元件关断以保护负载电路，
其中当半导体元件(T1)导通时所引起的半导体元件的温度增加量是ΔTch，半导体元件(T1)的导通电阻值是Ron，而半导体元件(T1)的热阻值是Rth_f；
其中当电流流入到用于连接在负载和半导体元件之间的连接布线(WL)时，连接布线的温度增加量是ΔTw，连接布线的每单位长度的电阻值是Rw，而连接布线的每单位长度的热阻值是Rth_w；并且
其中基于关于温度增加量/ΔTw的表达式ΔTw/ΔTch＝Rth_w/Rth_f*Rw/Ron而得到ΔTch，该温度增加量ΔTw不超过连接布线(WL)的容许温度的上限与工作的外围温度的上限之间的差，于是基于关于ΔTch的表达式ΔTch＝Rth_f*Vds2/Ron而得到电压Vds，并且将得到的电压Vds设为确定电压。
此外，根据本发明提供的过电流保护装置包括：
半导体元件(T1)，其设置在负载(RL)和电源(VB)之间；
负载电路，其控制半导体元件的导通和关断以控制负载的驱动和停止；
比较单元(CMP1)，当半导体元件处在导通状态下时，该比较单元将跨过半导体元件的两个端子之间所产生的电压(Vds)与预先设定的确定电压(VB-V1)相比较；以及
半导体元件控制单元，当比较单元确定了电压(Vds)大于确定电压时，该半导体元件控制单元将半导体元件关断以保护负载电路，
其中当半导体元件(T1)导通时所引起的半导体元件的温度增加量是ΔTch，半导体元件(T1)的导通电阻值是Ron，而半导体元件(T1)的热阻值是Rth_f；
其中从关于半导体元件的温度增加量ΔTch的表达式ΔTch＝Rth_f*Vds2/Ron所得到的电压Vds被设为第一电压Vds1，该半导体元件的温度增加量ΔTch相当于半导体元件的容许温度的上限与工作的外围温度的上限之间的差；
其中当电流流入到用于连接在负载和半导体元件之间的连接布线(WL)时，连接布线的温度增加量是ΔTw，连接布线的每单位长度的电阻值是Rw，而连接布线的每单位长度的热阻值是Rth_w；
其中基于关于温度增加量ΔTw的表达式ΔTW/ΔTch＝Rth_w/Rth_f*Rw/Ron而得到ΔTch，该温度增加量ΔTw相当于连接布线的容许温度的上限与工作的外围温度的上限之间的差，于是基于关于ΔTch的表达式ΔTch＝Rth_f*Vds2/Ron而得到电压Vds，并且将该得到的电压Vds设为第二电压Vds2；并且
其中将第一电压Vds1和第二电压Vds2之中更小的电压设为电压Vlim，将等于或小于电压Vlim且大于在正常电流流动的情况下的电压Vds的电压设为确定电压。
发明效果
根据本发明的用于负载电路的过电流保护装置，即使产生了过电流，由于在半导体元件的沟道温度或用于连接在半导体元件与负载之间的连接布线的温度达到容许上限温度之前，半导体元件被关断，所以防止每个半导体元件和连接布线被损坏。
【附图说明】
图1是示出了根据本发明实施例的用于负载电路的过电流保护装置的结构的电路图。
图2是示出了关于半导体开关的沟道温度的电压Vds和电流ID的变化的特性图。
图3是示出了现有技术的过电流保护装置的概念的电路图。
标号说明
11 基板
12 驱动器
T1 半导体开关(半导体元件)
WL 布线(连接布线)
VB 电池
CMP1 比较器
DF1 锁存器
【具体实施方式】
在后文中，将说明根据本发明的用于负载电路的过电流保护装置的实施例，首先，将做出对在该实施例中所说明的过电流保护装置的原理的说明。
归因于过电流的在负载电路中所设置的FET(半导体开关)和布线的损坏，是因为由过电流所产生的焦耳热引起每个FET和布线的温度增加并且超过容许温度的上限而引起的。换言之，即使大的过电流流动，只要温度不超过容许温度，每个FET和布线就不会损坏。
使用电流检测的相关技术的过电流保护方法是在过电流的值与FET和布线的温度增加值有关的情况下形成的。于是，在这样的前提条件下，确定假设超过容许温度的上限的电流值，并且在电流超过该电流值之前将半导体开关切断以保护FET和布线。从而，该检测过电流的方法是关于不超过容许温度的上限的目标的间接的方法。
如果在电流值和温度增加之间的相对关系中包含有波动或变化，那么该波动或变化会直接影响到温度估计结果。相比之下，根据本实施例的过电流保护装置采用一种在不使用电流值的情况下检测FET的温度增加量以及布线的温度增加量的方法。
每个FET和布线的温度增加量的容许值由容许温度的上限与工作的外围温度之间的差而获得。另一方面，由于半导体元件的温度增加量具有与布线的温度增加量有关的比例关系，所以能够以非常高的精度从半导体开关的温度增加量来估算布线的温度增加量。
在FET和布线中的一个达到其容许温度增加量的上限的情况下，获得漏-源电压Vds并被将其设为电压Vlim。以这样的方式构造根据本实施例的过电流保护装置，即，将等于或小于电压Vlim的电压设为确定电压，然后在电流(过电流)流经FET的时候将确定电压与漏-源电压作比较，并且当在漏-源电压未超过确定电压时将FET保持在导通状态，而当在漏-源电压超过确定电压时将FET保持在关断状态。从而，在整个操作的温度范围中，即使当任何电流(正常电流和过电流)流动时，也能够防止FET和布线中的每个超过容许温度增加量的上限。
根据相关技术的布线保护，依据熔丝(过电流保护功能)的特性来设定布线的规格。即，通过使布线和熔丝相匹配来保护布线。根据本发明，通过利用FET的漏-源电压测量布线的温度增加量来使熔丝(过电流保护功能)和布线相匹配。从而，能够使布线保护最优化，即，能够使用于布线功能的铜的量最小化。
此外，由于仅仅通过将FET的漏-源电压与确定电压相比较来执行上述过电流保护方法，所以能够实现过电流保护功能具有简单的结构并且能够降低装置的成本。
下文中，将具体地说明根据本实施例的用于负载电路的过电流保护装置。图1是根据本发明实施例的包括过电流保护装置的负载电路的结构的电路图。如图中所示，根据本实施例的过电流保护装置是用于将电力输出从电池VB供应到负载RL以驱动负载RL的电路。过电流保护装置安装在基板(PCB)11上。即，电池VB的正极端子连接于基板11的端子X11，并且负载RL的一端经由布线(连接布线)WL连接于端子X2。此外，开关SW1和电阻R3的串联连接电路的开关SW1和电阻R3之间的连接点P1连接到端子X3。开关SW1的一端连接到电压Vcc(5伏特)。后面，将说明基板11之中的电路结构。
由MOSFET形成的半导体开关T1设置在基板11上。半导体开关T1的漏极(电压Vd)连接到端子X1并且还经由电阻R1和R2的串联连接电路接地。
此外，源极(电压Vs)连接到端子X2并且还连接到比较器(比较单元)CMP1的负极侧输入端子。比较器CMP1的正极侧输入端子连接到电阻R1和R2之间的连接点P1(电压V1)。
比较器CMP1的输出端子连接到由D触发器形成的锁存器DF1的输入端子。D触发器的输出端子(Q_bar)连接到AND电路AND1的一个输出端子。D触发器的复位输入端子连接到端子X3并且端子X3连接到AND电路AND1的另一个输入端子。
AND电路AND1的输出端子连接到驱动器12(半导体元件控制单元)的输入端子，并且驱动器12的输出端子经由电阻R10连接到半导体开关的栅极。
根据本实施例的过电流保护装置布置成当流经负载电路的负载电流ID变为过电流时，关断半导体开关T1以保护负载电路。由电池VB、负载RL以及由功率MOSFET形成的半导体开关T1的串联连接来构造负载电路。
将说明以上述方法构造的负载电路和过电流保护装置的功能。由于当开关SW1被关断时，锁存器电路DF1复位，所以锁存器DF1的输出(Q_bar)变为H电平，并且该H电平信号被供给到AND电路AND1的一个输入端子。
此外，由于经由端子X3将点P1处的电压提供给AND电路AND1的另一个输入端，所以当点P1处的电压响应于开关SW1的导通而变为H电平时，AND电路AND1的输出信号被改变成H电平。H电平输出信号供给到驱动器12。从而，驱动器12输出被电荷泵(电池电压VB+大约10伏特)升高的电压，并且将该升高的电压经由电阻R10供给到半导体开关T1的栅极。结果，由于半导体开关T1被导通，所以漏电流ID经由布线WL流入到负载RL。即，负载RL能够被驱动。
另一方面，当开关SW1被关断时，由于AND电路AND1的输出信号变为L电平，所以驱动器12的输出被接地，从而半导体开关T1被关断以断开电流ID，即，负载RL能够被停止。
假设半导体开关T1的漏-源电压是Vds而其导通电阻值是Ron，由(Vds＝Ron*ID)表示的电压Vds产生在半导体开关T1的漏极和源极之间。将半导体开关T1的源极电压Vs(Vs＝VB-Vds)供给到比较器CMP1的负极侧输入端子，并且将通过由电阻R1和R2划分电池电压VB而得到的电压V1供给到比较器CMP1的正极侧输入端子。当电流ID正常的时候，将电压V1设为Vds＜(VB-V1)，从而在正常状态(没有过电流产生的状态)下，比较器CMP1的输出信号是L电平。
如果在半导体开关T1的导通状态下，发生布线WL在点P2处接地的异常，那么电流ID增加。结果，电压Vds增加为使得Vds＞(VB-V1)，以将比较器CMP1的输出从H电平改变为L电平。从而，由于锁存器DF1的输出(Q_bar)从H电平改变为L电平，所以AND电路AND1的输出变为L电平以将驱动器12的输出接地。从而，半导体开关的T1的栅极经由电阻R10接地，以关断半导体开关T1。以这种方式，如果布线WL偶然地被接地，那么半导体开关被关断以保护整个负载电路。
在点P3处的电压，即，供给到比较器CMP1的正极侧输入端子的电压(VB-V1)，是用于确定半导体开关T1的漏-源电压是否增加的确定电压。本发明的特征在于该确定电压的设定方法。下文中，将详细说明该设定方法。首先，将说明根据本发明的过电流保护的概念。
[过电流保护的概念]
(a)由过电流引起的FET(半导体元件)或者布线的损坏是由这样一种方式导致的，即由于过电流引起FET的温度或者布线的温度增加并且超过其特有的容许温度上限。从而，为了保护FET和布线，需要在温度超过容许温度上限之前断开过电流。
(b)在设置有FET和布线的环境中的外围温度通常是在大约-40摄氏度至大约120摄氏度的宽的范围内，并且在工作外围温度中的上限是有必要的。从而，尽管有必要确定每个FET和布线的温度是否超过了其容许温度上限，但是本发明不采用通过使用温度传感器而测量绝对温度的方法，而是采用检测从工作外围温度上限的温度增加量的方法。
(c)当过电流流动时，由焦耳热而引起FET和布线的温度增加。由于流经FET和布线的电流相同，所以在FET处和在布线处的焦耳热的大小在其之间具有成比例的关系。当分别确定了FET和布线的安装状态时，使得将焦耳热与温度增加量相关联的热阻成为常量。从而，FET的温度增加量和布线的温度增加量之间具有成比例关系。
(d)FET的温度增加量与漏-源电压Vds具有一一对应的关系。换言之，FET的温度增加量是电压Vds的函数。从而，能够基于电压Vds的大小得到FET的温度增加量。由于FET的温度增加量和布线的温度增加量之间具有成比例关系，所以能够基于电压Vds的大小得到布线的温度增加量。此外，由于布线的温度增加量不取决于布线的长度，所以即使布线的长度改变，FET与布线之间的温度增加量的比例关系也不改变。
(e)如下面的表达式(1)所示，通过由绝对值表示的容许温度的上限与工作外围温度的上限之间的差而得到每个FET和布线的容许温度的增加量的上限(由于焦耳热引起的温度增加量的容许值的上限)。
(容许温度的增加量的上限)＝(容许温度的上限)-(工作外围温度的上限)-------(1)
此外，在FET和布线中的一个达到其容许温度增加量的上限的情况下，基于FET的工作外围温度的上限获得电压Vds，并将该获得的电压Vds设为上限电压Vlim。将用于基于电压Vds的大小来确定半导体开关(FET)T1或布线WL是否超过容许温度增加量的确定电压(即，在图1所示的点P3处的电压)设定为等于或小于上限电压Vlim且大于由正常负载电流产生的电压Vds。当电压Vds超过确定电压时FET被关断，从而保护FET和布线。通常，能够被设定的确定电压不是单一的电压而是在预定范围中的电压。
然后，将详细说明上述情况(c)，(d)和(e)。
[关于(c)中所示的FET和布线的温度增加量具有比例关系的说明]
假设FET(半导体开关)的漏电流是ID安培且外围温度是Ta摄氏度，获得由焦耳热引起的FET的温度增加量。首先，各个符号被如下定义。
Tch：FET的沟道温度(channel temperature)[摄氏度]，对应于元件温度
ΔTch：FET的温度增加量[摄氏度]，ΔTch＝Tch-Ta
Rth_f：从FET的沟道(channel)到空气的热阻[摄氏度/W]
Ron：FET的导通电阻值[Ω]，Ron＝Vds/ID
Ron25：在Tch＝25℃时的FET的导通电阻值
q：关于Ron25的导通电阻的温度系数(根据FET而不同并且在4,200至6,700ppm的范围内)
基于上述符号而设定下面的表达式(2)和(3)。
ΔTch＝Rth_f*Ron*ID2--------(2)
Ron＝Ron25{1+q(Tch-25)}-------(3)
接下来，获得当电流ID流入布线中时的温度增加量。各个符号被如下定义。
Tw：布线的导体温度[摄氏度]
ΔTw：布线的导体温度增加量[摄氏度]
Rth_w：布线的热阻值[摄氏度*cm/W]
Rw：布线的导体电阻值[Ω/cm]
Rw20：在20摄氏度时的布线的导体电阻值[Ω/cm]
用于计算温度增加量的每个热阻值和导体电阻值是每单位长度的值而与FET的情况不同。
在JEC3407-1995中公开了用于布线的容许电流的计算表达式，“600V乙烯绝缘布线的容许电流”作为日本电工协会的标准，并且能够由下面的普通表达式(4)表示。
ID2*Rw＝(Tw-Ta)/Rth_w-------(4)
由下面的表达式(5)表示在Tw[摄氏度]时的传导电阻值。
Rw＝Rw20{1+0.00393(Tw-20)}-------(5)
在通过利用表达式(4)表示容许电流的情况下，利用温度的导体最大值，即，容许温度上限被用作表达式(4)和(5)的Tw(布线的导体温度)。当利用表达式ΔTw＝Tw-Ta重写时，由下面的表达式(6)表示表达式(4)。
ΔTw＝Rth_w*Rw*ID2--------(6)
由于分别由上述表达式(2)和(6)表示由焦耳热引起的FET和布线的温度增加量，所以当用表达式(6)的两侧分别去除以表达式(2)的两侧时，得到下面的表达式(7)，以便得到布线的温度增加量ΔTw与FET的温度增加量ΔTch之间的比。
ΔTw/ΔTch＝(Rth_w*Rw*ID2)/(Rth_f*Ron*ID2)＝(Rth_w*Rw)/(Rth_f*Ron)-------(7)
由上述表达式(7)可知，右侧与电流ID的大小无关。例如，将在布线的直径(横截面积)是0.85[mm2]且在25摄氏度时的FET的导通电阻值是5[mΩ]的条件下计算表达式(7)的值。假设布线的导体温度是80摄氏度，导体电阻值Rw是27[mΩ/m]且热阻值Rth_w变为6.6[摄氏度/W]，而不考虑导体温度。此外，假设温度系数是4,700ppm，在80摄氏度时的FET的导通电阻值被表示为Ron＝5{1+0.0047(80-25)}＝6.29[mΩ]。假设FET的热阻值Rth_f是10[摄氏度/W]，当把这些值代入其中时表达式(7)如下表示。
ΔTw/ΔTch＝(6.6*27)/(10*6.29)＝2.83
然而，当电流ID改变时，由于Tw和Tch的值改变，所以表达式(7)的值改变。为了检验围绕工作外围温度的上限的Tw和Tch的改变如何影响表达式(7)，参考在100摄氏度的外围温度时的电阻值而重写上述表达式(3)和(5)。在该情况下假设当Tch是100摄氏度时导通电阻值是Ron100[Ω]，并且当Tw是100摄氏度时布线的导体电阻值是Rw100[Ω/cm]。
Ron＝Ron25{1+q{Tch-25}}＝Ron100{1+q/(1+75q)*(Tch-100)}
假设q是5,500ppm，其是在4,200至6,700之间的范围的中间值，得到下面的表达式(8)。
Ron＝Ron100{1+0.0038938(Tch-100)}-------(8)
此外，从上述表达式(5)得到下面的表达式(9)。
Rw＝Rw100{1+0.0029899(Tw-100)}-------(9)
当把表达式(8)和(9)代入表达式(7)中时，得到下面的表达式(10)。
ΔTw/ΔTch＝(Rth_w/Rth_f)*(Rw100/Ron100)*{1+0.0029899(Tw-100)}/{1+0.0038938(Tch-100)}-------(10)
假设1＞＞0.0029899(Tw-100)且1＞＞0.0038938(Tch-100)，得到下面的表达式(11)。
ΔTw/ΔTch≈(Rth_w/Rth_f)*(Rw100/Ron100)*{1+0.0029899(Tw-100)}-0.0038938(Tch-100)}-------(11)
然后，假设Tw≈Tch，得到下面的表达式(12)。
ΔTw/ΔTch≈(Rth_w/Rth_f)*(Rw100/Ron100)*{1-0.0009039(Tch-100)}-------(12)
假设Tch是150摄氏度，得到下面的表达式(13)。
ΔTw/ΔTch≈(Rth_w/Rth_f)*(Rw100/Ron100)*0.95305-------(13)
当Tch的温度增加量从100摄氏度改变为150摄氏度时，ΔTw/ΔTch的比例常数减小了大约4.7％。即，与根据布线的温度增加量ΔTW与FET的沟道温度Tch成比例的假设而计算的温度增加量相比，实际的温度增加量ΔTW减小了大约4.7％。这导致了基于利用FET的温度增加量的比例关系而估算的布线的温度增加量转化为比实际量更低的值。然而，该转化是关于防止布线的热损坏的目标的到安全侧的偏移，并且该偏移量是小的。从而，只要温度增加量在50摄氏度之内，该通过利用比例关系从FET的温度增加量来估算布线的温度增加量的方法是非常实用的。
[关于能够利用在(d)中所示的Vds检测FET的温度增加量的说明]
上述表达式(2)和(3)将再次如下示出。
ΔTch＝Tch-Ta＝ID2*Ron*Rth_f-------(2)
Ron＝Ron25{1+q(Tch-25)}-------(3)
当利用ID＝Vds/Ron重写表达式(2)时，得到下面的表达式(14)。
ΔTch＝Vds2/Ron*Rth_f-------(14)
当表达式关于Vds转项时，得到下面的表达式。
Vds2＝ΔTch*Ron/Rth_f
Vds＝[ΔTch*Ron/Rth_f]0.5-------(15)
此外，当把Ron代入表达式(3)中时，得到下面的表达式(16)。
Vds＝[ΔTch*Ron25{1+q(Tch-25)}/Rth_f]0.5＝[ΔTch*Ron25{1+q(Tch-Ta+Ta-25)}/Rth_f]0.5＝[ΔTch*Ron25{1+q(ΔTch+Ta-25)}/Rth_f]0.5--------(16)
当确定了FET的规格时，Ron25和q被确定。而且，当确定了FET的安装方法时，Rth_f被确定。当外围温度Ta固定时，从表达式(15)和(16)可知电压Vds与量ΔTch具有一一对应的关系。即，电压Vds能够用作沟道温度增加量传感器。由于沟道温度的绝对值Tch是温度增加量ΔTch和外围温度Ta的和，所以电压Vds不能是沟道温度的绝对值的传感器。
将表达式(16)表示成图表以明确Vds和ΔTch之间的关系。例如，假设Ta是100摄氏度，Rth_f是10摄氏度/W，Ron是5mΩ且q是4700ppm，图2示出了电压Vds与沟道温度Tch之间的关系。还基于ID＝Vds/Ron的关系示出了电流ID。
在图2中，当电流ID是零时，沟道温度Tch变成与外围温度100摄氏度相同的温度。当电流ID增加时，沟道温度Tch增加，即，ΔTch增加，从而电压Vds也增加。假设沟道容许温度的上限是150摄氏度，在此时的电流ID、导通电阻值Ron和电压Vds将分别为25.1[安培]、7.35[mΩ]以及199.2[mV]。
将从图2理解下面的方式。即，当沟道温度Tch增加时，即，ΔTch增加时，电压Vds单调增加。由于电压Vds具有与量ΔTch(＝Tch-Ta)一一对应的关系，所以当确定了Vds时，ΔTch被确定，同时当确定了ΔTch时，Vds被确定。类似地，电流ID具有与量ΔTch一一对应的关系。从而，FET(半导体元件)温度增加量不仅能够通过测量电压Vds来检测，也能够通过测量电流ID来检测。因此，将理解的是，电压Vds关于ΔTch的对应关系相当于电流ID关于ΔTch的对应关系。
根据本发明的上述方法通过测量电压Vds来指定ΔTch，同时，利用由多源FET等形成的电流传感器的相关技术的过电流保护方法通过测量电流ID来指定ΔTch。在这方面，将要注意的是，通过利用电压Vds作为电流传感器来执行过电流保护的方法已经被认为是规范。为了将电压Vds用作电流传感器，由于电压Vds被转换为电流ID，或基于经由导通电阻的电压来计算电流，所以电流传感器的精确度由于导通电阻的温度漂移而降低。即，电压Vds已经被认为是低精确度的电流传感器。从而，已经不采用基于半导体开关T1的漏-源电压Vds检测电流的方法，即，将电压Vds用作电流传感器以用于过电流保护的方法，而是已经采用通过使用多源FET检测过电流的方法。然而，根据上述FET的过电流保护方法，由于采用了检测FET的温度增加量的方法，所以使用电压Vds的方法和使用多源FET的方法中的每个方法都能够实现关于用于通过检测过电流而保护电路的目的的相同的性能。
还要注意的是，关于保护FET免遭电流的目的，可以通过将电压Vds用作温度增加量传感器而不使用任何电流检测和电流传感器的概念来实现过电流保护。关于用于连接FET和负载的布线WL，因为不可能明确布线WL发生短路或接地的位置，所以不能使用对应于或相当于FET的电压Vds(漏-源电压)的电压的概念。
[关于如在(e)中所示的将Vds用作温度增加量传感器的过电流保护方法的说明]
将以下面的方式(A)至(C)总结上述说明的内容。
(A)基于工作外围温度的上限和FET的容许温度的上限，从表达式(1)得到由焦耳热引起的容许温度增加量ΔTch的上限，并且基于导通电阻值[Ω]和热阻值[摄氏度/W]，利用上述表达式(16)得到电压Vds。将这样得到的电压设定为Vds1。从而，当FET在电压Vds超过电压Vds1之前关断时，FET不超过容许温度的上限并且防止FET被损坏。
(B)基于工作外围温度的上限和布线的容许温度的上限，从表达式(1)得到由焦耳热引起的容许温度增加量的上限，并且基于布线的导体电阻值[Ω/cm]和热阻值[摄氏度·cm/W]，利用上述表达式(4)和(5)得到最大容许电流IDw。此外，利用IDw，基于表达式(2)和(3)得到导通电阻值Ron。通过下面的表达式(17)来表示导通电阻值Ron。
Ron＝Ron25{1+q(Ta-25)}/(1-Ron25*q*IDw2*Rth_f)-------(17)
在上述表达式(17)中，通过将Ta设定为FET的工作外围温度的上限而得到Ron，并且得到Ron和IDw的乘积作为电压Vds2。从而，当FET在电压Vds超过电压Vds2之前关断时，布线WL不超过容许温度的上限并因此防止被损坏。
通过表达式(6)来表示布线的温度增加量。在表达式(6)中，Rth_w表示布线的每单位长度的热阻值，而Rw表示布线的每单位长度的电阻值。从而，布线(导线)的温度增加量不取决于导线的长度。因此，由于即使当布线的长度改变时也不需要改变确定电压，所以能够简化根据本发明的过电流保护方法并且能够提高实用性。
(C)当通过利用FET的漏-源电压Vds作为FET和布线的温度增加量传感器来执行过电流保护的时侯，设定确定电压的方法如下。
假设在电压Vds1和Vds2之中的较低电压是上限电压Vlim，将确定电压设为等于或小于电压Vlim且大于当正常漏电流流动时产生的电压Vds。电阻R1和R2的值以这样的方式设定，即在最大操作电压16伏特处，电压(VB-V1)为等于确定电压。
在该方式中，根据本发明的过电流保护装置，由于以上述方式确定了确定电压V1，所以即使过电流流入负载电路中也能够安全地保护负载电路而不破坏半导体开关T1也不破坏布线WL。此外，由于不需要温度检测传感器，所以能够简化电路结构。而且，由于能够减少所要用的铜的量，所以能够减少成本和所需的空间。
如上所述，尽管基于附图中所示的实施例说明了根据本发明的过电流保护装置，但是本发明不限于此，并且各个部分的结构可以分别被类似功能的任意结构所取代。
工业适用性
由于可以提供一种即使在过电流流入到负载电路中的情况下也能够安全地保护电路的用于负载电路的保护装置，所以本发明是相当有用的。