具有初级绕组反馈和无源缓冲网络的绝缘电压转换器及相应控制方法.pdf

本发明公开了一种电压转换器(40)，包括：电压互感器装置(4)，具有用于接收输入电压(Vin)的初级绕组(5)、用于提供输出电压(Vout)的次级绕组(6)和用于提供和输出电压(Vout)相关的反馈电压(Vfb)的辅助绕组(7)；连接到所述初级绕组(5)的主开关(8)；用于控制所述主开关(8)的切换的控制电路(12)，所述控制电路(12)具有采样级(20)，该采样级用于采样和保持反馈信号(Vfb)以及提供采样信号(FB)；以及限压电路(30)，具有连接在所述初级绕组(5)两端的箝位电容器(33)。采样控制级(42)连接到所述采样级(20)，以及在所述电压转换器(40)的给定工作条件下，该采样控制级能够基于所述箝位电容器(33)的电荷的状态更新所述采样信号(FB)。

1.  一种电压转换器(40)，包括：
电压互感器装置(4)，具有用于接收输入电压(V_in)的初级绕组(5)和用于提供输出电压(V_out)的次级绕组(6)；
连接到所述初级绕组(5)的控制开关装置(8)；用于控制所述控制开关装置(8)的切换的控制电路(12)，所述控制电路(12)具有采样级(20)，该采样级用于采样和保持和所述输出电压(V_out)相关的反馈信号(V_fb)以及提供采样信号(FB)；以及
限压电路(30)，具有连接在所述初级绕组(5)两端的电荷存储装置(33)；
其特征在于：
所述电压转换器(40)包括采样控制级(42)，该采样控制级(42)可有效地连接到所述采样级(20)，并且在所述电压转换器(40)的给定工作条件下，该采样控制级(42)能够基于所述电荷存储装置(33)的电荷的状态更新所述采样信号(FB)。

2.  根据权利要求1所述的转换器，其中所述电压互感器装置(4)具有设置所述初级绕组(5)的初级侧、设置所述次级绕组(6)的次级侧和设置在所述初级侧用于提供所述反馈信号(V_fb)的辅助绕组(7)。

3.  根据权利要求1所述的转换器，其中所述控制电路(12)用于在所述电压转换器(40)的第一工作条件下利用第一切换频率控制所述控制开关装置(8)；所述给定工作条件对应于低消耗条件，在该条件下，所述控制电路(12)利用比所述第一切换频率低的第二切换频率控制所述控制开关装置(8)。

4.  根据权利要求1所述的转换器，其中所述采样控制级(42)用于使能所述更新，其为所述反馈信号(V_fb)值的函数。

5.  根据权利要求4所述的转换器，其中所述采样控制级(42)包括：比较器级(46)，用于比较所述反馈信号(V_fb)的当前值和所述采样信号(FB)的前一值；控制逻辑电路(48)，它连接到所述比较器级(46)，在所述反馈信号(V_fb)的所述当前值具有和所述采样信号(FB)的所述前一值的第一比较关系的情况下，该控制逻辑电路(48)使能所述采样信号(FB)的更新。

6.  根据权利要求5所述的转换器，其中所述当前值通过当前切换周期中的所述反馈信号(V_fb)来获取，所述前一值通过在所述当前切换周期之前的切换周期中的所述采样信号(FB)来获取；其中当所述反馈信号(V_fb)的所述当前值高于所述采样信号(FB)的所述前一值时，所述第一比较关系得到满足。

7.  根据权利要求1所述的转换器，其中所述采样控制级(42)包括用于产生充电信号(pch)的充电块(47)，该充电块(47)用于控制所述控制开关装置(8)的切换，从而对所述电荷存储装置(33)进行充电。

8.  根据权利要求7所述的转换器，其中在所述反馈信号(V_fb)的当前值具有和所述采样信号(FB)的前一值的第二比较关系的情况下，所述充电块(47)用于将所述充电信号(pch)提供给所述控制开关装置(8)的控制端。

9.  根据权利要求8所述的转换器，其中所述充电信号(pch)由一串脉冲构成；其中所述采样控制级(42)包括：
比较器级(46)，用于比较所述反馈信号(V_fb)的当前值和所述采样信号(FB)的前一值；
控制逻辑电路(48)，在所述反馈信号(V_fb)的所述当前值不具有和所述采样信号(FB)的所述前一值的所述第二比较关系时或者在产生所述充电信号(pch)的预设数量的脉冲之后，该控制逻辑电路(48)用于停止产生所述充电信号(pch)。

10.  根据权利要求1所述的转换器，其中所述采样控制级(42)包括：控制器(44)，用于使能所述采样信号(FB)的所述更新；以及检测块(43)，用于检测所述电压转换器(40)的所述给定工作条件的存在从而提供使能信号(b_en)至所述控制器(44)以便使能该控制器(44)的工作。

11.  根据权利要求10所述的转换器，其中所述控制电路(12)还包括误差放大器级(22)，用于放大所述采样信号(FB)和第一参考信号(V_ref)的差值，以及在输出端提供控制信号(V_con)；所述检测块包括比较器装置(43)，用于比较所述控制信号(V_con)和第二参考信号(V_{b_ref})，以及在输出端产生作为所述比较结果的函数的所述使能信号(b_en)。

12.  根据权利要求1所述的转换器，其中所述采样控制级(42)基于所述电荷存储装置(33)的端电压(V_clamp)来使能所述更新；所述采样控制级(42)用于在脱离所述电压转换器(40)的所述给定工作条件时来使能所述更新。

13.  根据权利要求12所述的转换器，其中所述采样控制级(42)包括：控制器(44)，用于使能所述采样信号(FB)的所述更新；以及检测块(43)，用于检测所述电压转换器(40)的所述给定工作条件的存在从而提供使能信号(b_en)至所述控制器(44)以便使能控制器的工作；以及保持块(60)，它连接到所述检测块(43)的输出端，用于在脱离所述电压转换器(40)的所述给定工作条件时保持所述使能信号(b_en)的值，直到所述电荷存储装置(33)的所述端电压(V_clamp)达到期望值。

14.  根据权利要求1所述的转换器，该转换器为绝缘型转换器，其中所述控制电路(12)还用于对所述控制开关装置(8)实施PWM控制，从而基于所述采样信号(FB)的值控制所述初级绕组(5)中的峰值电流。

15.  一种电子装置(40)，尤其是电池充电器装置，其特征在于，
该装置包括根据权利要求1所述的电压转换器。

16.  一种用于控制电压转换器(40)的方法，所述电压转换器包括：
电压互感器装置(4)，具有用于接收输入电压(V_in)的初级绕组(5)和用于提供输出电压(V_out)的次级绕组(6)；
连接到所述初级绕组(5)的控制开关装置(8)；以及
限压电路(30)，具有连接在所述初级绕组两端的电荷存储装置(33)；
所述方法包括利用和所述输出电压(V_out)相关的反馈信号(V_fb)的函数关系来控制所述控制开关装置(8)的切换的控制步骤，所述控制步骤包括对所述反馈信号(V_fb)进行采样和保持以便产生采样信号(FB)的步骤，
其特征在于，
该方法包括以下步骤：在所述电压转换器(40)的给定工作条件下，能够基于所述电荷存储装置(33)的电荷的状态来更新所述采样信号(FB)。

17.  根据权利要求16所述的方法，其中所述控制步骤包括在所述电压转换器(40)的第一工作条件下利用第一切换频率驱动所述控制开关装置(8)；所述给定工作条件对应于低消耗条件，在该条件下，利用比所述第一切换频率低的第二切换频率控制所述控制开关装置(8)。

18.  根据权利要求16所述的方法，其中所述使能步骤包括使能所述更新，其为所述反馈信号(V_fb)值的函数。

19.  根据权利要求18所述的方法，其中所述使能步骤包括：比较所述反馈信号(V_fb)的当前值和所述采样信号(FB)的前一值，以及在所述反馈信号(V_fb)的所述当前值具有和所述采样信号(FB)的所述前一值的第一比较关系的情况下，使能所述采样信号(FB)的更新。

20.  根据权利要求19所述的方法，其中所述当前值通过当前切换周期中的所述反馈信号(V_fb)来获取，所述前一值通过在所述当前切换周期之前的切换周期中的所述采样信号(FB)来获取；以及其中当所述反馈信号(V_fb)的所述当前值高于所述采样信号(FB)的所述前一值时，所述第一比较关系得到满足。

21.  根据权利要求16所述的方法，其中还包括产生充电信号(pch)的步骤，该步骤用于控制所述控制开关装置(8)的切换，从而对所述电荷存储装置(33)进行充电。

22.  根据权利要求21所述的方法，其中所述充电步骤包括在所述反馈信号(V_fb)的当前值具有和所述采样信号(FB)的前一值的第二比较关系的情况下，将所述充电信号(pch)提供给所述控制开关装置(8)的控制端。

23.  根据权利要求22所述的方法，其中所述充电信号(pch)由一串脉冲构成；以及其中所述充电步骤包括：在所述反馈信号(V_fb)的所述当前值不具有和所述采样信号(FB)的所述前一值的所述第二二比较关系时或者在所述充电步骤中产生所述充电信号(pch)的预设数量的脉冲之后，停止产生所述充电信号(pch)。

24.  根据权利要求16所述的方法，还包括检测所述电压转换器(40)的所述给定工作条件的存在并基于所述检测结果执行所述使能所述更新的步骤的步骤。

25.  根据权利要求24所述的方法，其中所述控制步骤还包括放大所述采样信号(FB)和第一参考信号(V_ref)的差值从而提供控制信号(V_con)的步骤；所述检测步骤包括比较所述控制信号(V_con)和第二参考信号(V_{b_ref})，以及检测所述电压转换器(40)的所述给定工作条件的存在作为所述比较结果的函数。

26.  根据权利要求16所述的方法，其中所述使能步骤包括基于所述电荷存储装置(33)的端电压(V_clamp)来使能所述更新；所述使能所述更新的步骤还在脱离所述电压转换器(40)的所述给定工作条件时执行，直到所述电荷存储装置(33)的所述端电压(V_clamp)达到期望值。

具有初级绕组反馈和无源缓冲网络的绝缘电压转换器及相应控制方法
技术领域
本发明涉及一种具有初级绕组反馈和无源缓冲网络的绝缘电压转换器及相应控制方法。具体来说，下面的说明涉及一种具有PWM(脉宽调制)控制的回扫型切换转换器，显然这只是一种具体示例而不失通用性。
背景技术
本领域公知的是，电压转换器(或者，更简单说，调节器或电源)在输入电压和具有期望值的调节输出电压之间具有电绝缘，其中该电绝缘通过互感器来实现，该互感器具有接收输入电压的初级绕组和输出调节输出电压的次级绕组。通常采用两种技术来控制这些电压转换器，这两种技术都是通过实施反馈，一种是在互感器的次级侧，一种是在互感器的初级侧。在第一种情况下，反馈电压直接从和输出并行的互感器的次级绕组获取，然后经光耦装置发送到调节电路，从而保持电绝缘。在第二种情况下，反馈电压通常在辅助绕组获取，该辅助绕组一般是设置在互感器的初级侧。初级侧进行反馈可以避免使用外部绝缘装置(例如，其他的光耦器或互感器)，但是却必然导致消耗电平变高，从而降低调节的效率。
目前已经提出许多用于实现具有初级绕组反馈的高效电压调节的控制技术，但是没有一种是完全令人满意的。
具体来说，已经提出采用一种特意提供的采样保持装置，用于在互感器去磁结束时也就是当该电压值对应于输出电压值时对辅助绕组上的反馈电压进行采样，其中该电压值通过公知方式成为输出电压值的可信复本(faithful replica)。
详细说，如图1所示，绝缘回扫型的电压转换器1对峰值电流进行控制并具有初级绕组反馈，该电压转换器具有第一输入端IN₁和第二输入端IN₂，这两个输入端用于从例如电压发生器2接收输入电压V_in，该电压转换器还具有第一输出端OUT₁和第二输出端OUT₂，其中输出电容器3连接在这两个输出端之间，且这两个输出端之间端电压为具有调节值的输出电压V_out。电压转换器1将输出电流I_out提供给负载。
电压转换器1包括互感器4，该互感器具有初级侧以及和初级侧电绝缘的次级侧，该互感器具有初级绕组5、次级绕组6和辅助绕组7(辅助绕组位于互感器4的初级侧)。例如，互感器4的初级绕组5和次级绕组6之间的匝数比为N，次级绕组6和辅助绕组7之间为单位匝数比。初级绕组5具有第一端子和第二端子，第一端子连接到第一输入端IN₁，第二端子连接到控制开关8，该控制开关可被致动从而控制电压转换器1的PWM工作。次级绕组6具有对应的第一端子和对应的第二端子，第一端子经插入的第一整流二极管9而连接到第一输出端OUT₁，第二端子连接到第二输出端OUT₂。辅助绕组7具有对应的第一端子和对应的第二端子，该第一端子上具有辅助电压V_aus且该第一端子连接到电阻分压器10，该第二端子连接到参考电位。图1示出互感器4的初级绕组的磁感L_m和同一初级绕组5的漏电感L_pe，该磁感连接在初级绕组5的两端，该漏电感连接到第一输入端IN₁。
例如功率MOS晶体管的控制开关8具有连接到初级绕组5的第一导电端、经传感电阻器11连接到参考电位的第二导电端、以及用于控制电压转换器1的PWM工作且连接到控制电路12的控制端。
电阻分压器10包括第一电阻器13和第二电阻器14，它们串连在辅助绕组7的第一端子和参考电位之间，并限定出具有反馈电压V_fb(和辅助电压V_aus成比例)的中间节点15。
电压转换器1还包括自给电容器16，它经第二整流二极管17连接到辅助绕组6，以及在互感器4去磁期间通过公知方式供给自给电压V_cc至控制电路12。
详细来说，控制电路12具有连接到中间节点15且接收反馈电压V_fb的第一输入、连接到传感电阻器11且接收传感电压V_s(和初级绕组5中的循环电流成比例)的第二输入、以及连接到控制开关8的控制端且提供驱动信号DR的输出。
控制电路12包括：采样级20，它连接到中间节点15，输出端提供采样信号FB，该采样信号是在去磁步骤结束时对反馈电压V_fb采样保持(例如，在每个切换周期执行)的结果；误差放大器级22，它具有第一输入端、第二输入端和输出端，第一输入端连接到采样级20的输出且接收采样信号FB，第二输入端连接到第一参考发生器23且接收第一参考信号V_ref，该第一参考信号的值是调节输出电压V_out的期望值的函数，输出端连接到外部补偿网络24(在图1中通过负载阻抗示意性示出)。在误差放大器级22的输出端输出控制信号V_con(电压信号)。
控制电路12还包括：第一比较器27，用于比较控制信号V_con和传感电压V_s；驱动块28，它串联到第一比较器27，用于产生驱动信号DR，该驱动信号是上述比较结果(比较信号drv_off)和从时钟发生器29输入的驱动信号drv_on的函数。
电压转换器1还包括无源型缓冲网络30，它连接在互感器4的初级绕组5的两端。缓冲网络30包括回流二极管31、并联连接的箝位电阻器32和箝位电容器33，其中箝位电阻器32和箝位电容器33两个并联连接端一端连接到电压转换器1的第一输入端IN₁，另一端经回流二极管31连接到初级绕组5的第二端子。
下面简要说明上述电压转换器1的一般工作过程。
因为在互感器4的次级侧和控制电路12之间设置有光耦器，经位于第二整流二极管17上游的电阻分压器10从辅助绕组7读取输出电压V_out的值。在存在互感器4和导线的漏电感和寄生电阻的理想情况下，并且假设第一整流二极管9上的电压降可以忽略不计，则在一个切换周期和下一个切换周期之间且在互感器4的整个去磁期间第一整流二极管9导通的周期中，辅助绕组7上的辅助电压V_aus和输出电压V_out成比例。实际上，由于存在互感器的漏电感和互感器4的次级绕组上的等效电阻，叠加到辅助电压V_aus的有效信号上的是阻尼振荡，该阻尼振荡导致辅助电压V_aus成为在互感器4的去磁过程结束时互感器4的匝数比对应的输出电压V_out的可信复本。实际上，在次级绕组的电流变为零时，次级绕组上的等效电阻没有作用，此外因漏电感产生的振荡也已经结束(假设去磁时间足够长)。
在图2a中示出输出信号V_out和辅助电压V_aus的曲线图，其中去磁周期示出为T_dem。图2b示出去磁电流I_dem的对应曲线图，该去磁电流在去磁周期T_dem结束时变为零。
因此采样级20用于在互感器4去磁时对反馈电压V_fb进行采样，从而对于互感器4的匝数比和电阻分压器10的分压比，该采样信号FB和输出电压V_out一致。
表示输出电压的调节目标值的第一参考信号V_ref和采样信号FB之间的差值作为误差信号输入到误差放大器级22。此外，利用从误差放大器级22输出的控制信号V_con确定初级绕组的电流峰值和控制开关8的切换时间(PWM模式下)。具体来说，驱动块28将驱动信号DR提供给控制开关8的控制端，然后利用和上述峰值电流的平方成比例的能量对互感器4的磁感L_m进行充电。
驱动信号DR具有最小占空周期和频率值的工作条件被称为“脉冲串模式条件(burst mode condition)”(或低消耗条件：low-consumption condition)。该工作条件导致产生非常低的输出负载。为了减小电压转换器1的功率消耗，驱动块28驱动控制开关8的切换频率比在正常负载和普通工作条件下采用的切换频率要低得多(例如，频率为1千赫兹，而不是50千赫兹)。供给到控制开关8的控制端的切换脉冲的时间间隔因此变大。
缓冲网络30的作用是，限制连接到互感器4的初级绕组的控制开关8在关断之后其导电端出现电压过冲。在控制开关8的导通期间漏电感L_pe中存储的能量实际上在该关断期间会传递散布到缓冲网络30中。
上述用于调节输出电压V_out的系统的一个限制因素是，特别是在脉冲串模式条件下，初级绕组5上的缓冲网络30能够影响输出电压V_out的读取，因此危及相同输出电压的调节，除非选择牺牲电压转换器1的效率。
发明内容
因此，本发明的目的是：提供一种用于控制调节输出电压的电压转换器和相应方法，从而至少部分克服上述缺点和问题，特别是即使存在缓冲网络既可以准确调节输出电压又可以保证电压转换器的效率。
根据本发明，提供一种电压转换器，包括：电压互感器装置，具有用于接收输入电压的初级绕组和用于提供输出电压的次级绕组；连接到所述初级绕组的控制开关装置；用于控制所述控制开关装置的切换的控制电路，所述控制电路具有采样级，该采样级用于采样和保持和所述输出电压相关的反馈信号以及提供采样信号；以及限压电路，具有连接在所述初级绕组两端的电荷存储装置；
其特征在于：包括采样控制级，该采样控制级可有效地连接到所述采样级，以及在所述电压转换器的给定工作条件下，该采样控制级能够基于所述电荷存储装置的电荷的状态更新所述采样信号。
根据本发明，还提供一种用于控制电压转换器的方法，所述电压转换器包括：电压互感器装置，具有用于接收输入电压的初级绕组和用于提供输出电压的次级绕组；连接到所述初级绕组的控制开关装置；以及限压电路，具有连接在所述初级绕组两端的电荷存储装置；所述方法包括利用和所述输出电压相关的反馈信号的函数关系来控制所述控制开关装置的切换的控制步骤，所述控制步骤包括对所述反馈信号进行采样和保持以便产生采样信号的步骤，
其特征在于，该方法包括以下步骤：在所述电压转换器的给定工作条件下，能够基于所述电荷存储装置的电荷的状态更新所述采样信号。
本专利申请的申请人因发现现有技术中的电压转换器1存在上述一系列问题而作出本发明。这些问题在图3a-3c和图4a-4c中示出，它们示出电压转换器1中的一些电气物理量的曲线图。具体来说，图4a-4c示出图3a-3c中高亮显示的时区中的一些电气物理量的放大曲线图。
具体来说，在正常工作条件下(也就是，在脉冲串模式条件之外)，在一个切换周期和下一个切换周期之间，缓冲网络30的箝位电阻器32消耗的功率低于互感器4供给的总功率，其中互感器4供给的总功率包括存储在初级绕组的漏电感L_pe和磁感L_m中的能量。因此，在控制开关8关断期间，聚集在互感器4的磁感L_m的大部分能量传递到次级绕组，从而传递到负载。
相反，当电压转换器1在脉冲串模式条件下工作时，也就是以低功耗和最小占空周期和频率工作时，在一个切换和下一个切换之间，缓冲网络30的箝位电容器33几乎完全放电，它通过端电压V_clamp的曲线图在图3a中高亮显示。因此，如果在控制开关8的导通期间在漏电感L_pe和磁感L_m中聚集的总能量不足以将该箝位电容器33至少充电到在互感器4的初级绕组上反映的次级绕组6的端电压值，则第一整流二极管9保持关断。
这种情形在图4a的左手边方块中示出，其中在去磁步骤中在初级绕组5中流动的电流I_mag等于在缓冲网络30中流动的电流I_clamp，而次级绕组上的电流I_sec为零。相反，图4a的右手边方块示出切换周期，其中次级绕组上电流I_sec不为零，在这种情况下在初级绕组的漏电感L_pe和磁感L_m中聚集的电流已经足够在去磁周期对箝位电容器33进行充电。
在每个切换周期，可以采样在所有可能情况下都足够对缓冲网络30的箝位电容器33充电的最小能量。然而，在某些工作条件下以及给定箝位电容器33和箝位电阻器32的物理参量以使得相同箝位电容器33的电容不会完全放电，则会出现互感器4的初级绕组中存储的能量部分传递到输出的情况，从而不得不采用更大的虚负载才能调节输出电压，这明显降低了电压转换器的效率。
在互感器4去磁时，箝位电容器33的电压V_clamp和辅助绕组7两端的辅助电压V_aus不能和输出电压V_out成比例，这可以在图4b中通过对比辅助电压V_aus的电压V_clamp/N的波形和输出电压V_out的波形看出。
在这种情况下，反馈电压V_fb(对于匝数比和分压比而言)低于输出电压V_out，控制电路12将这种情况理解为输出负载增加，因此向次级绕组提供功率，但实际上并不需要这样，这样反而导致电压转换器1脱离(exit)脉冲串模式条件。结果不必要地升高了输出电压V_out，这可以通过读取辅助电压V_aus来检测，接着通过对箝位电容器33放电，从而将电压转换器1再次送入脉冲串模式条件中。
这些过渡周期历经数组切换周期，进进出出脉冲串模式条件，这可以在图3b中的反馈电压V_fb波形中看到，从而导致输出电压V_out的调节损耗。
如图3c所示，在该工作条件下，误差放大器级22的输出V_con构成初级绕组的峰值电流的控制信号，它具有许多峰值以便确定在输出供给的功率是否过量。图4c示出驱动方块28输出的驱动信号DR的曲线图。
除了在低负载下的调节损耗之外，在声频下具有一个接一个的能量峰值的上述工作会引入谐波，从而导致电磁干涉(EMI)，以及因互感器4的磁芯磁致伸缩现象和/或缓冲网络30的箝位电容器33的氧化物的压电效应而导致产生噪声。
附图说明
为了更好的理解本发明，现在参照附图，通过非限制性示例的方式来说明优选实施例，其中：
-图1示出公知类型的电压转换器的电路图；
-图2a、2b、3a-3c和4a-4c示出在图1的电压转换器中的一些电气物理量的曲线图；
-图5示出根据本发明的一个实施例的电压转换器的电路图；
-图6示出图5的电压转换器中的脉冲串模式控制级的方块图；
-图7示出图6的脉冲串模式控制级的可选电路实施例；
-图8a-8d示出在图5的电压转换器中的一些电气物理量的曲线图；
-图9示出图5的电压转换器的脉冲串模式控制级的变型的方块图；以及
-图10a-10c和11a-11c示出图1的电压转换器和图5的电压转换器中的一些电气物理量的比较渐进图。
具体实施方式
为了保证准确读取和输出电压相关的反馈电压，本发明的一个方面设想，仅当确定缓冲网络30的箝位电容器33已经达到期望电荷状态时(特别是确定相同电容器充电至在互感器4的初级绕组反映的输出电压V_out的电压值)，才能对反馈电压V_fb进行采样。本发明的另一个方面设想，当确定缓冲网络30的箝位电容器33没有充电到期望值，则控制开关8的切换，从而在采样工作之前对相同箝位电容器33进行充电。
图5示出根据本发明的一个实施例的电压转换器40的电路图。这些部件类似于之前描述的部件，它们采用相同的附图标记表示，下面也不再赘述。
具体来说，该电路图和图1所示的电压转换器1的电路图不同，主要是增加了脉冲串模式控制级42，它用于在脉冲串模式条件下和脱离相同脉冲串模式条件时控制电压转换器1的工作，该脉冲串模式控制级包括第二比较器43和脉冲串模式控制器44。
第二比较器43具有第一输入、第二输入和输出，第一输入连接到误差放大器级22的输出且接收控制信号V_con，第二输入连接到第二参考发生器45且接收第二参考信号V_{b_ref}，输出连接到脉冲串模式控制器44和时钟发生器29且提供脉冲串模式使能信号(enable signal)b_en。
该脉冲串模式控制器44具有：第一输入，它连接到中间节点15且接收反馈电压V_fb；第二输入，它连接到采样级20的输出且接收采样信号FB；第三输入，它连接到时钟发生器29的输出且接收驱动信号drv_on；第四输入，它连接到第二比较器43的输出且接收脉冲串模式使能信号b_en；第一输出，它连接到采样级20且提供采样使能信号s_en；以及第二输出，它连接到驱动块28且提供预充电信号pch。
下面说明脉冲串模式控制级42的一般工作过程。
控制电压V_con和充电电流I_out的函数关系的静态特性是，一个物理量减小则另一个物理量也减小，从而互感器4的初级绕组上的峰值电流也将减小。在低负载条件下，初级侧需要的峰值电流值减小，以及控制电压V_con下降到第二参考信号V_{b_ref}以下，该第二参考信号对应于预设输出功率(表示电压转换器1的正常工作条件)。第二比较器43检测到该条件，然后通过脉冲串模式使能信号b_en(它变成高值)促使电压转换器40在低功耗的条件下工作，也就是在预设频率下工作，该预设频率定得足够低以便减小待命模式下消耗的功率。具体来说，该脉冲串模式使能信号b_en控制时钟发生器29，以使得驱动信号drv_on具有低频率(例如，等于1千赫兹)和低占空周期。
在这种条件下，脉冲串模式控制器44对采样级20实施控制，从而使能或不使能更新采样信号FB。具体来说，是否更新采样信号FB的决定是基于反馈电压V_fb的当前值和采样信号FB的前一值作出的。此外，下面将进一步详细说明，当确定在去磁期间该箝位电容器33没有充足电，则脉冲串模式控制器44控制驱动块28，以使得它发送一串预充电切换脉冲至控制开关8的控制端，从而对箝位电容器33进行充电，这时不管驱动信号drv_on的定时如何。
更详细说，如图6所示，脉冲串模式控制器44包括第三比较器46、预充电脉冲发生器47和预充电逻辑电路48。
第三比较器46在输入端接收采样信号FB(具有在前一切换周期采样到的数值)和反馈电压V_fb的当前值，然后在输出端输出电荷状态信号s_ch，表明箝位电容器33的电荷状态。该预充电脉冲发生器47在输入端接收驱动信号drv_on，从预充电逻辑电路48接收设定/重设控制信号，产生从驱动信号drv_on开始的预充电信号pch(例如，由一串脉冲构成)，然后在输出端输出预充电信号pch和计数信号N_p。该预充电逻辑电路48在输入端接收电荷状态信号s_ch和脉冲串模式使能信号b_en，在输出端输出设定/重设控制信号和采样使能信号s_en。
在使用当中，进入脉冲串模式条件之后(脉冲串模式使能信号b_en已经变成高值)，在通过预充电信号pch的定时设定的每个切换周期，第三比较器46在互感器4的整个去磁周期比较采样信号FB和反馈电压V_fb的当前值，其中该采样信号在采样级20中保持并且在前一个切换周期更新。
假设电压转换器40稳定工作，则反馈电压V_fb的值大于或等于采样信号FB的值表明箝位电容器33已经充足电，以及箝位电容器33两端的电压V_clamp等于在互感器4的初级绕组上反映的输出电压V_out，也就是，表明第一整流二极管9处于导通状态以及在辅助绕组7两端反映出输出电压V_out。因此，预充电逻辑电路48发出更新采样信号FB的命令，促使采样使能信号s_en变成高电平。
相反，当去磁期间箝位电容器33没有充电到最终值，则反馈电压V_fb低于采样信号FB。在这种情况下，预充电逻辑电路48通过促使设定/重设控制信号为高电平，使得预充电脉冲发生器47在固定能量和频率(例如，150千赫兹的频率和6微焦每周期的能量)下持续一串预充电切换周期，直到去磁期间最后一个切换周期执行完毕，则第三比较器46检测到反馈电压V_fb已经超过采样信号FB的值，从而再次进行采样。
此外，如果输出负载电流的突然增大可以确定输出电压V_out和辅助绕组7上所反映的电压降低，因为没有使能更新采样信号FB(其中没有发生V_fb＞FB的条件)以及使电压转换器脱离调节状态，所以建立起预充电切换周期的最大上限。如果在设想的预充电切换周期结束时(由计数结束信号N_p的数值确定，表示执行的切换周期的数量)，反馈电压V_fb仍然低于采样信号FB的值，则预充电逻辑电路48无论如何都会确定更新采样信号FB(表明使能信号s_en为高电平)，使得电压转换器1的控制电路12再假设(re-assume)控制输出电压V_out。
在可选电路实施例中，如图7所示，预充电逻辑电路48包括：第一与门逻辑门50，它具有两个输入，用于接收电荷状态信号s_ch和脉冲串模式使能信号b_en；第一或门逻辑门52，它具有三个输入，用于接收第一与门逻辑门50输出的逻辑信号、从第一逻辑反相器53获得的脉冲串模式使能信号b_en的互补信号、以及计数结束信号N_p，在输出端输出用于采样级20的采样使能信号s_en；第二与门逻辑门54，它具有两个输入，用于从第二反相器55接收第一与门逻辑门50输出的逻辑信号的互补信号和脉冲串模式使能信号b_en，在输出端输出用于预充电脉冲发生器47的设定/重设控制信号。
具体来说，采样级20包括：用于接收反馈电压V_fb的采样块20a；保持电容器20b，在它两端出现采样信号FB；以及采样开关20c，它设置在采样块20a和保持电容器20b之间。采样使能信号s_en控制采样开关20c，以及能够将保持电容器20b连接到采样块20a的输出，从而能够更新采样信号FB的值。
预充电脉冲发生器47包括：脉冲发生块57，它在输出端产生预充电信号pch，该预充电信号是驱动信号drv_on的函数；以及计数器映58，它连接到脉冲发生块57的输出，用于对产生的脉冲数量进行计数，以及在计数结束时在输出端提供计数结束信号N_p。
在工作过程中，预充电逻辑电路48在至少一个以下条件发生时使能采样信号FB的值的更新(将采样使能信号s_en设定为高值)：
-电荷状态信号s_ch切换到高值，因为反馈电压V_fb已经超过采样信号FB；该事件还确定通过设定/重设控制信号来重设计数器块58(计数下降为零)和脉冲发生块57(停止产生预充电脉冲)；
-计数结束信号N_p切换到高值，因为计数器块58已经从进入脉冲串模式条件之后的第一个切换周期开始就对切换周期的预设数进行计数；以及
-脉冲串模式使能信号b_en具有低值，表示电压转换器40的正常工作条件(其中脉冲串模式控制级42不会影响采样工作)。
图8a-9d示出脉冲串模式控制级42中所需信号的曲线图。为了简单起见，辅助电压V_aus假设等于V_fb。可以注意到，借助于预充电脉冲(由驱动块28提供，作为预充电信号pch的函数)，箝位电容器33逐渐充电，它两端的电压V_clamp的值增加，直到它达到输出电压V_out的值，其反映在互感器4的初级绕组上。在对箝位电容器33进行充电期间，反馈电压V_fb的特性和电压V_clamp基本类似。一旦反馈电压V_fb超过采样信号FB的值，则该采样使能信号s_en切换到高值，从而能够对采样信号FB进行更新以及可以对输出电压V_out进行适当的调节。
在特定负载条件下，在脉冲串模式条件和正常工作条件下，可以会发生这样的情况，该系统将交替在脉冲串模式条件内外运行，控制信号V_con因此将重复跨过(上上下下)第二参考信号V_{b_ref}。在这些工作条件下，当该系统处于脉冲串模式条件时，箝位电容器33将肯定会放电，因此，在跳出脉冲串模式条件时，需要验证它的电荷状态，从而防止错误采样反馈电压V_fb。
因此，本发明的另一个方面旨在实现用于如上所述控制采样级20的逻辑电路，该逻辑电路在跳出脉冲串模式条件时控制采样级20，直到检测到箝位电容器33的正确电荷状态，或者超过预期最大数量的预充电周期。
为此，如图9所示，脉冲串模式控制器44还包括保持级60，它在输入端接收脉冲串模式使能信号b_en、计数信号N_p和电荷状态信号s_ch，然后在输出端为预充电逻辑电路48提供保持信号b_1_en，该保持信号是脉冲串模式使能信号b_en的函数(以及替代相同的脉冲串模式使能信号b_en)。
详细来说，该保持级60包括：第二或门逻辑门61，它在输入端接收电荷状态信号s_ch和计数信号N_p；与非逻辑门62，它接收第二或门逻辑门61的输出和来自第三逻辑反相器的63的脉冲串模式使能信号b_en的互补信号；以及闩锁逻辑块64，它在信号输入端接收脉冲串模式使能信号b_en，在重设输入端接收与非逻辑门62的输出，在输出端提供保持信号b_1_en。
在这种情况下，脉冲串模式使能信号b_en由闩锁逻辑块64存储，并在输出端保持，直到产生更新采样信号FB所需的两个条件之一，也就是，直到电荷状态信号s_ch或计数信号N_p变成高值；通过这种方式，利用保持信号b_1_en，可以使能预充电逻辑电路48，即使在电压转换器40跳出脉冲串模式条件之后。
所述的电压转换器和对应的控制方法具有许多优点。
具体来说，上述技术方案能够利用无源缓冲网络，而不会危及对电压转换器40的输出电压V_out的调节，以及能够防止输出端提供的能量峰值(以及EMI和发出噪音的相关问题)。对电路进行有限的变型就可以实现这些优点，而不需大幅度增加该装置的最终占地面积和相关的生产成本。
根据本发明对电压转换器40的输出电压V_out的调节的效率可以从图10a-10c和11a-11c清楚看到，它示出传统型电压转换器1和电压转换器40(输出负载电流为1毫安)的性能。具体来说，可以注意到，电压转换器40能够更好地调节获得的输出电压V_out，而不会出现控制信号V_con的能量峰值。
将电压转换器40应用到电池充电器装置中用于提供从电源电压开始的调节输出电压(例如，等于12V)尤其有利。
最后，对上述本发明作出变型和变化是显而易见的，并且不会脱离在权利要求中限定的本发明的范围。
具体来说，脉冲串模式控制级42还可以应用到采用齐纳二极管替代缓冲网络30中的箝位电容器33和箝位电阻器32的场合。假定该齐纳二极管在非常小的电流下即可导通，则通常不需要预充电步骤。在这种情况下，脉冲串模式控制级42便变成“透明的”，这不会改变电压转换器的工作。
此外，在电压转换器40中，可以直接从互感器4的初级侧的初级绕组5获取和输出电压V_out的值相关的反馈电压V_fb。在这种情况下，辅助绕组7可以不设置，或者它可仅用于为控制电路12′提供自给供电而设置(然而控制方法保持不变)。
最后，本发明可普遍适用于具有初级绕组反馈和峰值电流控制的切换型电压转换器，因此它不必考虑以下因素：采用的转换器(或调节器或电源)的具体类型(即使在说明书中具体参照回扫型进行了说明)；电源和负载之间的能量传递形式，不论是固定频率还是可变频率；用于实现控制逻辑电路各个模块的功能的具体电路方案；控制开关的类型；以及在互感器的初级侧上的反馈模式。