一种电压可调的直流稳压电源 【技术领域】
本发明涉及电学领域， 特别是关于一种电压可调的直流稳压电源。背景技术 直流电源是各类电子设备不可或缺的组成部分， 同时在不同的电子产品研发过程 中， 可能需要不同电压值的直流电源， 因此可调式直流稳压电源成为电子产品研发实验室 的必备设备之一。还有在一些电子设备检修场合、 硬件电路的电气特性测试中都需要可调 式直流稳压电源。
直流电压产生的方法很多， 一般可分为线性稳压和开关稳压两种。线性直流电源 是通过在输入和输出之间串联一个晶体管来实现， 该串联晶体管工作在电压 - 电流特性曲 线的线性区， 起可变电阻的作用。图 1 所示是现有技术中一种线性稳压电源的原理图， 误差 放大器的负输入端连接基准源， 误差放大器的正输入端连接输出反馈， 该反馈由输出电压 经 R1 和 R2 分压后得到。事实上， 理想运算放大器通过改变输出来使正负输入端的电压相 等。因此， 稳态时， 连接 R1 和 R2 的节点的电压可认为等于 VREF。假设运算放大器的输入端 没有电流流出或者流入， 通过欧姆定律可得
所以得到输出电压为 ： ( 式 1)在把控制环路理论应用到该电源中时， 我们只关注变化 ( 或者扰动 )， 而不关注直 流量。若误差放大器只是普通的电压反馈型运算放大器， 则下位分压电阻 R2 只是直流偏置 电阻， 在交流环路分析中不起任何 ( 直接的 ) 作用。
开关电源则是通过调整工作在开关状态的晶体管的导通或关断的时间来调整输 出电压的。图 2 是现有技术中 buck 拓扑结构的开关稳压电源原理图， 图 3 是现有技术中 boost 拓扑结构的开关稳压电源原理图。 从图 2 和图 3 可知， 开关稳压电源基本电路包括误 差放大器、 基准源、 锯齿波发生器、 PWM 比较器、 开关管、 二极管和电感等。图中 Z1 和 Z2 是 电阻电容组成的补偿网络。
工作时， 输出电压首先经过电阻采样网络后与内部基准电压比较。然后两者的差 值经误差放大器滤波、 放大与翻转， 误差放大器的输出作为脉冲宽度调制器 (PWM) 两个输 入中的一个， PWM 比较器的另一个输入是锯齿波。这样在 PWM 比较器的输出端就得到了占 空比正比于误差放大器输出值的方波， 即 PWM 比较器输出的变化量是开关脉宽。所以， 若输 出上升， 误差放大器的输出电压下降， 占空比变小以使输出变小 ； 反之则误差放大器的输出 电压上升， 占空比变大以使输出变大。这就是开关电源调节系统的工作原理。其输出电压 的计算公式同 ( 式 1) 相同。在把控制环路理论应用到该电源中时， 我们只关注变化 ( 或者 扰动 )， 而不关注直流量。若误差放大器只是普通的电压反馈型运算放大器， 则下位分压电阻 R2 只是直流偏置电阻， 在交流环路分析中不起任何 ( 直接的 ) 作用。
一般无论是线性稳压电源还是开关稳压电源都是通过改变对输出电压的采样比 例来调节输出电压值的。普通可调式直流稳压电源采用多圈机械电位器用作输出电压调 整。机械电位器存在机械磨损、 怕震动、 频繁动作容易损坏。 发明内容
本发明实施例提供一种电压可调的直流稳压电源， 用于解决现有技术中电压可调 的直流稳压电源中需要机械结构的开关进行电压调节， 造成机械磨损， 因此带来的系统不 稳定的问题。
本发明实施例提供了一种电压可调的直流稳压电源， 在开关电源或线性电源中， 所述开关电源或线性电源中的第一分压电阻和第二分压电阻把输出电压反馈到误差放大 器负输入端调节输出电压， 其特征在于还包括 ：
设定电阻、 电压设定电路、 采样电路和控制单元 ；
所述设定电阻一端连接于所述第一分压电阻和所述第二分压电阻之间的反馈电 压点， 另一端连接于所述电压设定电路 ； 所述电压设定电路通过所述设定电阻连接到所述开关电源或线性电源中， 用于产 生设定电压， 所述开关电源或线性电源的输出电压与所述设定电压成反比线性关系 ；
所述采样电路与所述开关电源或线性电源的输出端并联， 所述采样电路将输出端 的电压和 / 或电流信息传送给控制单元 ；
所述控制单元根据所述采样的电压和 / 或电流信息控制所述电压设定电路输出 的设定电压。
根据本发明实施例所述的一种电压可调的直流稳压电源的一个进一步的方面， 所 述开关电源或线性电源的输出电压与所述设定电压成反比线性关系是指，
其中 VOUT 为输出电压， VREF 为基准电压， VSET 为设定电压， R1 为第一分压电阻， R2 为第二分压电阻， R3 为设定电阻。
根据本发明实施例所述的一种电压可调的直流稳压电源的再一个进一步的方 面， 所述开关电源包括 buck 拓扑结构开关稳压电源， boost 拓扑结构开关稳压电源和 buck-boost 拓扑结构的反相电源。
根据本发明实施例所述的一种电压可调的直流稳压电源的另一个进一步的方面， 所述控制单元根据所述采样的电压和 / 或电流信息控制所述电压设定电路输出 12 位、 14 位 或 16 位分辨率的设定电压。
根据本发明实施例所述的一种电压可调的直流稳压电源的另一个进一步的方面， 在线性电源的输入端和输出端之间串联一个晶体管， 该晶体管还连接误差放大器的输出 端， 所述误差放大器的负输入端连接基准源， 误差放大器的正输入端连接输出反馈， 该输出 反馈由输出电压经第一分压电阻和第二分压电阻分压后得到。
根据本发明实施例所述的一种电压可调的直流稳压电源的另一个进一步的方面， 所述晶体管为 PNP 型晶体管， 所述 PNP 型晶体管的发射极连接输入端， 集电极连接输出端，
基极连接误差放大器的输出端。
根据本发明实施例所述的一种电压可调的直流稳压电源的另一个进一步的方面， 所述晶体管为 PMOS 管， 所述 PMOS 型晶体管的源极连接输入端， 漏极连接输出端， 栅极连接 误差放大器的输出端。
通过本发明实施例， 实现了输出电压的可调节， 同时， 又不改变电源转换电路反馈 的动态性能。 加入的电压设定电路， 在电路的交流分析中不起任何作用， 所以电路的动态性 能不受影响。通过控制单元采样电流、 电压信号， 实现了输出的过流和过压保护。通过采样 输出电压信号， 与设定的输出电压值比较后对输出电压进行调节， 可以降低电源的温漂、 时 漂和元器件参数容差给输出带来的误差。设定电压量 VSET 通过 PWM 信号转换为模拟信号而 获得， 可以降低系统成本。 输出电压的调节步距可以做到 12 位、 14 位或 16 位等很高的分辨 力， 只要 电压分辨力的 的量值达到同样的分辨力即可， 因此电压设定量 VSET 的分辨力只要是输出 倍即可。附图说明 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案， 下面将对实施例或现 有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍， 显而易见地， 下面描述中的附图仅仅是本 发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在不付出创造性劳动的前提下， 还可以 根据这些附图获得其他的附图。
图 1 所示是现有技术中一种线性稳压电源的原理图 ；
图 2 是现有技术中 buck 拓扑结构的开关稳压电源原理图 ；
图 3 是现有技术中 boost 拓扑结构的开关稳压电源原理图 ；
图 4 所示为本发明实施例一种电压可调的直流稳压电源的结构示意图 ；
图 5A 所示为本发明实施例电压可调的直流稳压开关电源的电路图 ；
图 5B 所示为本发明实施例电压可调的直流稳压开关电源的电压设定电路电路 图；
图 6 所示为本发明实施例电压可调的直流稳压线性电源的电路图 ；
图 7 所示为本发明实施例电压可调的直流稳压电源电路中单片机的电路图 ；
图 8 所示为本发明实施例电压可调的直流稳压线性电源的原理图 ；
图 9A 所示为本发明实施例中输出为 +6V 直流辅助电源的电路图 ；
图 9B 所示为本发明实施例中输出为 +5VA 辅助电源的电路图 ；
图 9C 所示为本发明实施例中输出为 +3.3V 辅助电源的电路图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完 整地描述， 显然， 所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是全部的实施例。基于 本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他 实施例， 都属于本发明保护的范围。
如图 4 所示为本发明实施例一种电压可调的直流稳压电源的结构示意图。在开关电源或线性电源中， 还包括设定电阻 R3， 电压设定电路 400， 采样电路 401， 控制单元 402 ；
所述设定电阻 R3 一端连接于第一分压电阻和第二分压电阻之间的反馈电压点， 另一端连接于所述电压设定电路 ；
所述电压设定电路通过所述设定电阻连接到所述开关电源或线性电源中， 用于产 生设定电压 VSET， 所述开关电源或线性电源的输出电压 VOUT 与所述设定电压 VSET 成反比线性 关系， 通过调节设定电压， 从而可以调节所述开关电源或线性电源的输出电压。
所述采样电路 401 与所述开关电源或线性电源的输出端并联， 所述采样电路 401 将输出端的电压和 / 或电流信息传送给控制单元 402。
所述控制单元 402 根据所述采样的电压和 / 或电流信息控制所述电压设定电路 400 输出的设定电压 VSET。
如图所示， 在所述的开关电源或线性电源中都包括误差放大器 403， VFB 为反馈电 压， Z1、 Z2 是误差放大器自身负反馈中的阻抗， Z1 和 Z2 的作用是对稳压电源环路进行零极 点补偿， 以实现稳压电源好的稳定性和快速响应特性。
上述的所述开关电源或线性电源的输出电压 VOUT 与所述设定电压 VSET 成反比线性 关系， 稳态工作时， 假定 Z1 与三个电阻节点间没有电流流过， 则 VFB 等于 VREF， 因此 VOUT、 VFB 及 VSET 三者间的关系表达式推导如下 ：
(1) 采样电阻 R1、 采样电阻 R2、 设定电阻 R3 ；
(2) 基准电压 VREF、 设定电压 VSET ；
求输出电压 VOUT 的值。
由电路的叠加原理得 ：
( 式 2) 上式中 Rx//Ry 为两个电阻并联后的电阻值。将上式中的并联电阻展开得 ：
将VFB ＝ VREF 带入上式得 ( 式 3)由 ( 式 3) 可见， VSET 与 VOUT 成反比线性关系， 因此通过设定不同的给定电压， 就可 得到不同的输出电压， 实现了输出电压的调节。
如图 5A 所示为本发明实施例电压可调的直流稳压开关电源的电路图。图 5B 所示 为本发明实施例电压可调的直流稳压开关电源的电压设定电路电路图。
其中电压可调的直流稳压开关电源电路采用 buck 拓扑结构， +24V 电源由成熟的ACDC 电源电路部分供给， 本发明未对 ACDC 电源部分有改进， 可以采用现有技术中的 ACDC 电 源电路， 所以在此对 ACDC 部分不进行描述。本发明实施例还适用于 boost 拓扑结构开关稳 压电源、 buck-boost 拓扑结构的反相电源， 同样都是在分压电阻之间加入设定电阻及相应 的电压设定电路和控制单元， 从而实现通过该变占空比来调节输出电压的目的。
在图 5A 中包括 U2 采用 TPS5430DDA、 电感 (L2)、 续流二极管 (VD2)、 电容 C8、 C9、 电 阻 R1、 R2 及 R3 构成了 buck 拓扑的 DCDC 降压变换电路。TPS5430DDA 引脚 4 在工作时电位 被钳位在 1.221V， 将图 5A 中 R1、 R2 和 R3 的值代入上文 ( 式 3) 得到图 5A 电路的电压输出 公式为 ( 单位 V) ：
VOUT ＝ 25.641-10*VSET ( 式 4)
由 ( 式 4) 得出， VSET 小于 0.1641V 时 VOUT 得到最大值， 即输入电压 24V， VSET 大于 0.1641V 后， VOUT 随着 VSET 的增加而线性减小， 其比例系数为 -10。C6 和 C7 为输入电容 ； R6 和 R9 组成输出电压采样网络， 单片机通过片上集成的 12 位模数转换器对输出电压信号进 行采样， 以对输出电压 VOUT 进行监控， 必要时对输出电压 VOUT 进行调整 ； U9 采用 INA138NA、 R27、 R28、 R29 及 C41 组成输出电流采样电路， 单片机通过片上集成的 12 位模数转换器对输 出电流信号进行采样， 实现对输出电流的监控和过流保护， 其中单片机为图 4 中所述的控 制单元。 图 5B 是含 2 阶 RC 滤波的脉冲宽度调制信号转模拟信号的电路。单片机输出的 PWM 波驱动 MOS 管 VT1， 使得 VT1 工作在开关状态， 忽略 VT1 的导通电阻， 则其漏极端在其导 通时为 0V， 关断时为 2.5V， 因此 2 阶 RC 低通滤波的输入是脉冲高度是 2.5V 的脉冲宽度调 制信号， 滤波后直流量被 OPA2350 放大后作为设定电压送到 R3。
如图 6 所示为本发明实施例电压可调的直流稳压线性电源的电路图。
图 6 中， U10 采用 LT1764EQ、 电容 C12、 C13、 电阻 R1、 R2 及 R3 构成了线性电压变换 电路。U10 引脚 5 在工作时电位被钳位在 1.21V， 将图 6 中 R1、 R2 和 R3 的值代入上文 ( 式 3) 得到图 6 电路的电压输出公式为 ( 单位 V) ：
VOUT ＝ 27.83-11*VSET ( 式 5)
由 ( 式 5) 得出， VSET 小于 0.718V 时 VOUT 得到最大值， 即输入电压 20V， VSET 大于 0.718V 后， VOUT 随着 VSET 的增加而线性减小， 其比例系数为 -11。C30 和 C31 为输入电容 ； R6 和 R9 组成输出电压采样电路， 单片机通过片上集成的 12 位模数转换器对输出电压信号进 行采样， 以对输出电压进行监控， 必要时对输出电压进行调整， 在本实施例中只图示了电压 采样电路， 在其它的实施例中还可以包括电流采样电路， 提供本发明实施例线性电源的过 流保护。其中， 设定电压 VSET 可以采用上述图 5B 中的电压设定电路产生， 或者是现有技术 中的其它电压产生电路， 单片机为图 4 中所述的控制单元。
如图 7 所示为本发明实施例电压可调的直流稳压电源电路中单片机的电路图。
单片机 U7 利用自身集成的 12 位模数转换器实现对输出电流电压的采样， 引脚 61 是采样电流信号的输入， 引脚 60 是采样电压信号的输入， 单片机检测到采样电流超过 设定值后， 通过管脚 44 输出使能信号， 禁止 U2 而关断输出电压， 实现过流保护 ； 单片机检 测采样电压， 若由于元器件参数的离散性或系统的时间漂移或温度漂移等导致输出偏离设 定值， 则可对输出电压进行控制调节， 从而降低系统的温漂、 时漂和元器件参数容差的影 响， 管脚 18 输出脉冲宽度调制信号 (PWM) 到图 5B 的电压设定电路， 从而得到设定电压，
该设定电压通过设定电阻 R3 控制电压可调的直流稳压电源的输出电压， 引脚 44 输出到 U2(TPS5430DDA) 的使能信号引脚 5( 中间通过 R7)， 只有引脚 44 输出高电平时 U2 才能工作， 输出可调的电压。键盘电路的 K1 连接到 U7 的引脚 20 上， K2 连接到 U7 的引脚 21 上， 电源 上电后输出一默认值， 按 K1 键升高输出电压， 按 K2 键降低输出电压。
在现有技术中用作可调式直流稳压电源的电压调整还存在着调压困难、 调整的精 度低、 一致性差等缺点。随着电子技术的发展也出现了数字电位器代替多圈电位器的可调 式直流电源， 但数字电位器的输出分辨力较低， 一般在 10 位以下， 调整精度不能达到很高 的水平。在本发明实施例中设定电压的分辨力可以为 12 位、 14 位、 16 位等， 要提高输出电 压的分辨力， 只要提高设定电压 VSET 的分辨力即可。
如图 8 所示为本发明实施例电压可调的直流稳压线性电源的原理图。
在本实施例中的输入端 VIN 和输出端 VOUT 之间串联一个晶体管， 该晶体管还连接误 差放大器的输出端， 所述误差放大器的负输入端连接基准源， 误差放大器的正输入端连接 输出反馈， 该输出反馈由输出电压经第一分压电阻和第二分压电阻分压后得到。所述晶体 管可以为 PNP 型晶体管 ( 具体连接方式如图所示 )。所述晶体管还可以为 PMOS 管， 其中， 输 入端 VIN 连接 PNP 三极管的发射极 E 或 PMOS 管的源极 S ； 输出端 VOUT 连接 PNP 三极管的集 电极 C 或 PMOS 管的漏极 D ； 误差放大器的输入端连接 PNP 三极管的基极 B 或 PMOS 管的栅 极G； 误差放大器的正输入端连接 R1、 R2 和 R3 的公共节点 ； 误差放大器的负输入端连接基 准源。 通过在分压电阻 R1 和 R2 连接点上再连接一个设定电阻 R3， 通过设定电阻 R3 输入 设定电压 VSET， 可以调节直流稳压线性电源的输出 VOUT， 并且通过相应的控制单元 ( 图未示 ) 采集输出端的电压和电流， 根据式 3 输出设定电压 VSET， 从而调节输出电压 VOUT。 误差放大器 输出到作为可变电阻用的三极管的基极 (B) 或 MOS 管的 G 极， 来调节电阻值， 从而改变输出 电压。
如图 9A 所示为本发明实施例中输出为 +6V 直流辅助电源的电路图， 如图 9B 所示 为本发明实施例中输出为 +5VA 辅助电源的电路图， 如图 9C 所示为本发明实施例中输出为 +3.3V 辅助电源的电路图， 其中集成 DCDC 转换芯片 TPS5430 及其外围电感、 电阻电容和二极 管组成的电源电路把直流电压 +24V 转换成 +6VDC， +6VDC 通过线性电源芯片 LT1764EQ 及其 所属电路元件获得 +5VA 电源， +5VA 通过线性电源芯片 REG1117-3.3 及其所属电路元件得 到 +3.3V 电源。+3.3V 给系统的单片机及数字接口供电 ； +5VA 给运算放大器 OPA2350 及电 压基准源供电。
通过本发明实施例， 通过电子方式对输出电压进行调节， 避免了现有技术中利用 机械结构调节从而造成的磨损、 失效等问题， 并且通过控制芯片可以实现对电源输出电压 更加精确的调节。
以上所述的具体实施方式， 对本发明的目的、 技术方案和有益效果进行了进一步 详细说明， 所应理解的是， 以上所述仅为本发明的具体实施方式而已， 并不用于限定本发明 的保护范围， 凡在本发明的精神和原则之内， 所做的任何修改、 等同替换、 改进等， 均应包含 在本发明的保护范围之内。