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本发明提出了一种对一个输入信号进行移相、由两个输出信号被相移90°的支路构成的电路装置，以及将这种移相器用于抑制镜像频率的电路装置。移相器的两个支路内的各个滤波系统被实现成使这两个支路之间的相位差为90°，而与输入信号的频率无关。在镜像频率电路内，在传输期间一个频带被放大或消隐。基频BF构成频带的中心。在按照本发明的解决方案中振幅差较小。在两个相移90°的信号的振幅匹配或基本上均衡时振幅差可以得到改善。通过将两个信号整流后相减来执行匹配。所得到的结果被提供给积分器，积分器的输出信号与基准信号一起构成控制值。这使镜像频率可以基本上理想地得到抑制。这种电路装置可用于无线电或电视接收机。

1.  一种从一个输入信号U_in产生两个相移90°的输出信号U_out1和U_out2的电路装置，其中输入信号U_in具有基频BF并通过一个分支点提供到两个并行支路上，一个截止频率f₉₀低于基频BF的第一全通滤波器AP₁被配置在第一支路内，而一个截止频率f₉₀高于基频BF的第二全通滤波器AP₂被配置在第二支路内，所述电路的特征是：一个截止频率f₉₀高于基频BF的第二全通滤波器被与第一全通滤波器AP₁并行配置在第一支路内，而这两个并行子支路通过一个加法器或减法器而被合并，这个加法器或减法器的输出信号为U_out1；以及一个截止频率f₉₀低于基频BF的第二全通滤波器被与第一全通滤波器AP₂并行配置在第二支路内，而这两个并行子支路通过一个加法器而被合并，这个加法器的输出信号为U_out2。

2.  一种如在权利要求1中所要求的电路装置，其特征是：所述与第一全通滤波器AP₁并行配置在第一支路内的全通滤波器具有与配置在第二支路内的全通滤波器AP₂相同的类型。

3.  一种如在权利要求1或2中所要求的电路装置，其特征是：所述与全通滤波器AP₂并行配置在第二支路内的全通滤波器具有与全通滤波器AP₁相同的类型。

4.  一种从一个输入信号U_in产生出两个相移90°的输出信号U_out1和U_out2的电路装置，其中输入信号U_in具有一个基频BF并通过一个分支点被提供到两个并行支路上，所述电路的特征是：一个截止频率f₄₅低于基频BF的低通滤波器TP₁和一个截止频率f₄₅高于基频BF的高通滤波器HP₂被相互并行地配置在第一支路内，低通滤波器TP₁和高通滤波器HP₂的输出通过一个加法器/减法器而被合并，这个加法器/减法器的输出信号与U_out1相应；以及一个截止频率与第一支路内的相同的低通滤波器TP₁与一个截止频率f₄₅与第一支路的高通滤波器HP₂相同的低通滤波器TP₂被并行配置在第二支路内，这两个输出通过一个加法器/减法器而被合并，这个加法器/减法器的输出信号与U_out1相应。

5.  一种从一个输入信号U_in产生出两个相移90°的输出信号U_out1和U_out2的电路装置，其中输入信号U_in具有一个基频BF并通过一个分支点被提供到两个并行支路上，所述电路的特征是：一个截止频率f₉₀与基频BF相应并且输出信号与U_out1相应的全通滤波器AP被配置在第一支路内；以及一个截止频率f₄₅与基频BF相应的高通滤波器HP、一个截止频率f₄₅与基频BF相同的低通滤波器TP、以及一个放大器单元V₁被串联地配置在第二支路内，该放大器单元的输出信号为U_out2。

6.  一种从一个输入信号U_in产生出两个相移90°的输出信号U_out1和U_out2的电路装置，其中输入信号U_in具有一个基频BF并通过一个分支点被提供到两个并行支路上，所述电路的特征是：一个截止频率f₄₅与基频BF相应的低通滤波器TP、一个截止频率f₄₅与基频BF相应的高通滤波器HP、以及一个放大器单元V₃被串联地配置在第二支路内，其中放大器单元的输出信号为U_out2；以及第一支路包括一个加法器，它的一个输入信号由一个配置在第一支路内的放大器单元V₂形成而它的另一个输入信号与第二支路的低通滤波器的输出信号相应，这个加法器的输出信号为U_out2。

7.  一种从一个输入信号U_in产生出两个相移90°的输出信号U_out1和U_out2的电路装置，其中输入信号U_in具有一个基频BF并通过一个分支点被提供到两个并行支路上，所述电路的特征是：一个截止频率f₄₅低于基频BF的第一低通滤波器TP₁、一个第一加法器A₁、以及一个放大器单元V₃被串联地配置在第一支路内，其中放大器单元V₃的输出信号为U_out1；一个截止频率f₄₅高于基频BF的低通滤波器TP₂和一个第二加法器A₂被串联地配置在第二支路内，其中第二加法器A₂的输出信号为U_out2；第一加法器A₁的第二输入信号是第二支路的低通滤波器TP₂的输出信号；以及第二加法器A₂的第二输入信号是第一支路的低通滤波器TP₁的输出信号，第三输入信号是反相的输入信号U_in。

8.  一种抑制镜像频率的电路装置，其中两个输入信号U_in0和U_in90具有相同的中频ZF、相同的振幅、以及Δα＝90°的相位差，它们被分别提供到一个支路，其中一个截止频率f₉₀低于中频ZF的全通滤波器AP₁被配置在U_in0被提供到的第一支路内，而一个截止频率f₉₀高于中频ZF的全通滤波器AP₂被配置在U_in90被提供到的第二支路内，所述电路的特征是：一个第二全通滤波器被与全通滤波器AP₁并行配置在第一支路内，第一支路的这两个全通滤波器的输出信号通过一个第一加法器A₁而被合并；一个第二全通滤波器被与全通滤波器AP₂并行配置在第二支路内，第二支路的这两个全通滤波器的输出被提供到一个第二加法器A₂；以及两个加法器A₁和A₂的输出信号又通过另一个加法器而被合并。

9.  一种如在权利要求8中所要求的电路装置，其特征是：一个放大器单元V₃被配置在第二支路内的分支点之前。

10.  一种如在权利要求8或9中所要求的电路装置，其特征是：所述第一支路内的第二全通滤波器具有与第二支路内的全通滤波器AP₂相同的类型；以及所述第二支路内的第二全通滤波器具有与第一支路内的全通滤波器AP₁相同的类型。

11.  一种抑制镜像频率的电路装置，其中两个输入信号U_in0和U_in90具有相同的中频ZF、相同的振幅、以及Δα＝90°的相位差，它们被分别提供到一个支路，其中U_in0被提供到第一支路而U_in90被提供到第二支路，所述电路的特征是：一个截止频率f₉₀低于中频ZF的低通滤波器TP₁与一个截止频率f₄₅高于中频ZF的高通滤波器HP₂被并行配置在第一支路内，低通滤波器的输出和高通滤波器的输出通过一个加法器/减法器而被合并，这个加法器/减法器的输出信号再被提供给一个较宽的加法器/减法器；以及一个截止频率f₄₅低于中频ZF的低通滤波器TP₁与一个截止频率f₄₅高于中频ZF的低通滤波器TP₂被并行配置在第二支路内，这两个低通滤波器的输出信号通过一个加法器/减法器而被合并，这个加法器/减法器的输出信号形成加法器/减法器A₃的第二输入信号，而A₃的输出信号为U_out。

12.  一种如在权利要求11中所要求的电路装置，其特征是：一个放大器单元V₃被配置在第二支路内的分支点之前。

13.  一种抑制镜像频率的电路装置，其中两个输入信号U_in0和U_in90具有相同的中频ZF、相同的振幅、以及Δα＝90°的相位差，它们被分别提供到一个支路，其中U_in0被提供到第一支路而U_in90被加到第二支路，其特征是：一个第一加法器A₁和一个截止频率f₉₀低于中频ZF的低通滤波器TP₁被串联地配置在第一支路内；一个放大器单元V₃、一个第二加法器A₂、以及一个截止频率f₄₅高于中频ZF的低通滤波器TP₂被串联地配置在第二支路内；第一加法器A₁的第二输入信号是放大器单元V₃的输出信号；第二加法器A₂的一个输入信号是U_in0；以及输出信号由一个具有三个输入的加法器形成，其中第一输入信号是低通滤波器TP₁的输出信号，第二输入信号是低通滤波器TP₂的输出信号，而第三输入信号是U_in0。

14.  一种抑制镜像频率的电路装置，其中两个输入信号U_in0和U_in90具有相同的中频ZF、相同的振幅、以及Δα＝90°的相位差，它们被分别提供到一个支路，其中U_in0被提供到第一支路而U_in90被提供到第二支路，其特征是：一个截止频率f₉₀与中频ZF相应的、其输出信号是一个形成所述电路装置的输出信号的加法器/减法器的第一输入信号的全通滤波器AP被配置在第一支路内；一个截止频率f₄₅与中频ZF相同的高通滤波器HP、一个截止频率f₄₅与中频ZF相应的低通滤波器TP、以及一个放大器单元V₁被串联地配置在第二支路内；以及放大器单元V₁的输出信号是加法器/减法器的第二输入信号。

15.  一种抑制镜像频率的电路装置，其中两个输入信号U_in0和U_in90具有相同的中频ZF、相同的振幅、以及Δα＝90°的相位差，它们被分别提供到一个支路，其中U_in0被提供到第一支路而U_in90被提供到第二支路，其特征是：U_in0在被分支后被提供到一个放大器单元V₄和加法器A₁；U_in90被提供到一个放大器单元V₃，并随后被提供到一个截止频率与中频ZF相应的高通滤波器HP，然后通过加法器A₁与另一个输入信号合并；以及所述第一加法器A₁的输出信号被提供给一个截止频率f₄₅与中频ZF相应的低通滤波器TP，低通滤波器TP的输出信号是第二加法器A₂的一个输入信号，第二加法器A₂的另一个输入信号是放大器单元V₄的输出信号，所述第二加法器A₂形成输出信号U_out。

16.  一种如在以上权利要求中的任何一个权利要求中所要求的电路装置，其特征是：所述放大器单元V₁的增益A≥2。

17.  一种如在以上权利要求中的任何一个权利要求中所要求的电路装置，其特征是：所述放大器单元V₂的增益A≥-0.5。

18.  一种如在以上权利要求中的任何一个权利要求中所要求的电路装置，其特征是：所述放大器单元V₃的增益A≥1。

19.  一种如在以上权利要求中的任何一个权利要求中所要求的电路装置，其特征是：所述放大器单元V₄的增益A＝0.5。

20.  一种匹配两个优选地具有相移90°的信号的振幅、特别是如在权利要求1至7中的任何一个权利要求中所要求的移相电路装置的输出信号U_out1和U_out2的振幅的方法，其特征是：把两个输出信号U_out1和U_out2分别提供到整流器R₁、R₂，从而分别产生整流信号U₄、U₅；以及产生信号U₄与U₅之差U₁并将此差U₁提供给一个积分器I。

21.  一种如在权利要求20中所要求保护的方法，其特征是：积分器I产生一个输出信号U₂，它与一个基准信号U₀一起被加到一个加法器，该加法器的输出信号U₀+U₂形成一个分别用于输出信U_out1和U_out2的控制值，这个控制值和输出信号U_out1和U_out2被提供给一个控制元件、一个混频器或一个乘法器。

22.  一种匹配两个优选地是相移180°的信号的振幅、特别是如在权利要求8至14中的任何一个权利要求中所要求保护的抑制镜像频率的电路装置的输出信号U_out3和U_out4的振幅的方法，其特征是：两个输出信号U_out3和U_out4分别被提供到整流器R₁、R₂，分别产生整流信号U₄、U₅；以及产生信号U₄与U₅之差U₁并将此差U₁提供给一个积分器I。

23.  一种如在权利要求22中所要求的方法，其特征是：积分器I产生一个输出信号U₂，它与一个基准信号U₀一起被提供到一个加法器，该加法器的输出信号U₀+U₂形成一个分别用于输入信号U_out3和U_out4的控制值，这个控制值和输入信号U_out3和U_out4被提供给一个控制元件、一个混频器或一个乘法器。

24.  一种特别用于执行如在权利要求20至23中的任何一个权利要求中所要求的方法的电路装置，其特征是：所述控制元件、混频器或乘法器的输出信号与它的受控输入信号相应。

25.  一种特别用于执行如在权利要求20至24中的任何一个权利要求中所要求的方法的电路装置，其特征是：所述积分器I具有低的截止频率并在截止频率附近具有高的增益。

26.  在无线电或电视接收机中使用如在权利要求11至15、22或23中的任何一个权利要求中所要求的电路装置。

对输入信号进行移相的电路装置和抑制镜像频率的电路装置
本发明涉及对输入信号进行移相的电路装置。这种移相电路装置包括两个支路，它们的输出信号被相移90°，而对输入信号的相对相位并不重要。为了进一步应用这样的两个输出信号，有决定性意义的是应该使两个输出信号的相移尽可能刚好为90°和使振幅差尽可能小。一些现有技术的装置使用了全通滤波器。输出信号的相位可以移动一个给定值，这取决于全通滤波器的输入信号的频率。输出信号的振幅保持不变，因此没有衰减。这样的现有技术的装置的缺点是它只能对于输入信号的一个或者最多两个频率提供两个相移精确地是90°的输出信号。还有一些现有技术的移相电路装置，它们包括一个低通滤波器、一个高通滤波器或者这两者的组合。这些电路装置的优点是对于输入信号的所有频率两个输出信号之间的相移均为90°。然而，它们的缺点是利用一个低通滤波器或高通滤波器滤波会有衰减，这使得输出信号具有比输入信号小地振幅。然而，对于给定的后续应用来说，振幅不变或者只是衰减很小可能是非常重要的。振幅差别越大，补偿就越复杂。
上述类型的移相器例如可用于无线电接收机内的用来抑制镜像频率的电路。在这种情况下，输入信号所含有的不只是一个频率而是一个频带，即基波和一些谐波(为基波的倍数)的叠加。所接收的RF信号被下变频到一个称为中频的较低频率。在混频器级内，输入信号与振荡器信号相乘，于是得到调制。中频在数学上是用输入频率减去振荡器频率再通过鉴频得出的。这些算术操作产生叠加在中频范围内的低于和高于振荡器频率的两个频带。需接收的频带被标为有用频带，而另一个频带则被标为镜像频带或镜像频率。这些镜像频率代表干扰值，因此应该尽可能令人满意地加以抑制。通过调整可微调的振荡器频率，选择接收机频率。中频频带的中心被标为基频。
因此，按照现有技术设计的电路装置不是有着两个输出信号之间的相位差只有对于一个给定的输入频率才为90°的缺点就是有着输出信号振幅受到强烈衰减的缺点。这导致限制了使用这些已知的移相电路装置的可能性，并导致在实际应用中的应加以改进的结果。
因此，本发明的一个目的是提供可以对于输入信号的所有频率都提供两个相移90°的输出信号的移相电路，这两个输出信号没有受到衰减，或者与输入信号的振幅相比衰减很小。本发明的另一个目的是提供抑制镜像频率的电路装置，这种电路具有两个相移90°的输入信号，并可以对输入信号的一个以上频率产生充分的消隐。本发明的又一个目的是提供一种控制，用于均衡两个例如可以是移相电路装置或混频器级的输出信号的相移90°的输入信号。
这些目的由本发明的多个变型实现。
在按照本发明的第一变型中，输入电压被加到两个并行的支路上，以提供给支路内两个相互并行配置的全通滤波器。第一支路的输出电压通过将第一全通滤波器的输出信号减去第二全通滤波器的输出信号而形成，或者通过将第一全通滤波器的输出信号与第二全通滤波器的反相输出信号相加形成。第二支路的输出电压通过将两个全通滤波器的输出信号相加形成。
在按照本发明的解决方案的另一个变型中，输入信号也是加到两个并行支路上。一个低通滤波器和一个高通滤波器被并行配置在第一支路内，它们的输出信号通过一个加法器合并，而高通滤波器的输出信号是反相的。两个截止频率不同的低通滤波器被相互并行地配置在第二支路内。两个低通滤波器的输出信号通过一个加法器合并，而截止频率较高的低通滤波器的信号是反相的。
在本发明的另一个变型中，只使用具有相同的截止频率的滤波器。这使得实现它们与按照本发明的这种电路的组合使用更为简单。此外，由于只用三个滤波器，因此节约了电路板或集成电路上的空间。输入信号也是被加到两个支路上。一条支路只包括一个截止频率与输入信号的基频相同的全通滤波器。第一支路的输出信号从此全通滤波器接出。第二支路包括一个高通滤波器、一个低通滤波器和一个放大器单元，次序可以任意。所述高通滤波器和低通滤波器的截止频率f45都与输入信号的基频相应。
按照本发明的另一个解决方案还有只用具有相同的截止频率的滤波器的优点，在这个解决方案中只要有两个滤波器就够了。输入信号也是被加到两个支路上。一个支路包括串联的一个低通滤波器和一个高通滤波器以及一个放大器单元。低通滤波器和高通滤波器具有相同的与输入信号的基频相应的截止频率。低通滤波器的输出信号还分接和提供到第一支路内的一个加法器上。一个放大因数为-0.5的放大器单元被配置在另一个支路内的加法器之前。
在按照本发明的解决方案的另一个变型中，输入信号被提供到三个并行支路上。一个支路包括一个截止频率低于基频的低通滤波器，而另一个支路包括一个截止频率高于基频的低通滤波器。一个加法器被配置在截止频率较低的低通滤波器后，它还接收截止频率较高的低通滤波器的反相输出信号，并且它的输出信号被加到一个放大器单元上。这个放大器单元的输出信号是所述电路装置的一个输出信号，而该电路装置的另一个输出信号由被馈有截止频率较低的低通滤波器的输出信号、截止频率较高的低通滤波器的输出信号和反相输入信号这三个输入信号的加法器形成。
本发明的另一个变型通过匹配改善由这些支路内的滤波器所引起的振幅偏差。按照本发明，在用于振幅匹配的电路装置内，留一个输入信号不予改变，只用来进行比较，而将另一个信号的振幅增大或减小到没有振幅差或只有最小的振幅差。所述输入信号或者与一个移相器的输出信号相应，或者与在这些输出信号通过一个加法器而合并前的一个镜像频率抑制的两个支路相应。为了比较两个正弦形的信号，将这两个信号整流后相减。所得的结果被提供给一个积分器，积分器的输出信号(与一个基准信号一起)形成对需匹配的信号的控制值。
另一个变型是在例如在无线电或电视接收机内所执行的频率变换中使用按照本发明设计的电路装置之一。
下面将参照附图对本发明进行说明。所用符号定义如下：
U_in  输入信号
U_out1，U_out2  被相移Δ_＝90°的输出信号，它们相对U_in的相位并不重要
U_in0，U_in90  具有相同振幅和相同频率、彼此相移|Δα|＝90°的输入信号(U_in0和U_in90例如在如图8所示的混频器级内产生，为了清晰起见，U_in0和U_in90在图9至14中被示为由发生器产生)
U_out3，U_out4  彼此相移Δ_＝180°的输出信号，它们相对U_in0和U_in90的相位并不重要
U₀，U₁...U₅  用于振幅匹配信号
R₁，R₂  整流器
I  积分器
BF  基频＝ZF频带的中心频率
ZF U_in0和U_in90例如在混频器级内被向下变频的中频
TP₁  截止频率f₄₅低于基频BF的低通滤波器
TP₂  截止频率f₄₅高于基频BF的低通滤波器
TP₃  截止频率f₄₅与基频BF相应的低通滤波器
HP₁  截止频率f₄₅低于基频BF的高通滤波器
HP₂  截止频率f₄₅高于基频BF的高通滤波器
HP₃  截止频率f₄₅与基频BF相应的高通滤波器
AP₁  截止频率f₉₀低于基频BF的全通滤波器
AP₂  截止频率f₉₀高于基频BF的全通滤波器
AP₃  截止频率f₉₀与基频BF相应的全通滤波器
V₁   增益为A的放大器单元1至i：
V₁   A≥2
V₂   A＝-0.5
V₃   A≥1
V₄   A＝0.5
MS₁  将输入信号与正弦函数混频的混频器级
MS₂  将输入信号与余弦函数混频的混频器级
_   由滤波器引起的相移
Δα 由向下变频引起的U_in0与U_in90之间的相位差。Δα可以为+90°或-90°。符号取决于U_in0或U_in90是超前还是滞后。
|Δα|＝90°将按照本发明的移相电路装置用作抑制镜像频率的电路装置的条件
f₀  振荡器频率ω₀＝2πf₀
URF  射频电压＝RF电压
X  U_in0的分支点
Y  U_in90的分支点
Z  U_in的分支点
G  例如产生所述频率的信号的发生器，例如对于相移来说这信号可以是从天线接收到的信号，而对于镜像频率抑制来说这信号可以是移相器或混频器级的输出信号。
图1和2示出了现有技术的移相电路装置。
图8和9示出了用于镜像频率抑制的电路装置。
图3、4、5、6和7示出了按照本发明的移相解决方案。
图8、9、10、11、12、13和14示出了按照本发明的镜像抑制的解决方案。
图15示出了增益转移函数。
图16为相位差只有一次达到-90°值的现有技术曲线图，而图17为示出相位差两次达到-90°值的曲线图。
图18为示出高通滤波器和低通滤波器的振幅特性的现有技术的曲线图。
图19为示出按照本发明的解决方案的振幅特性的曲线图。
图20为按照本发明设计的解决方案的另一个变型的振幅特性的曲线图。
图21为示出现有技术的只有一个消隐点的转移函数的曲线图。
图22为示出现有技术的具有两个消隐点的转移函数的曲线图。
图23为按照本发明设计的振幅匹配的方框图。
图1示出了现有技术的移相电路装置1，它由两个全通滤波器AP₁、AP₂组成。输入信号U_in通过分支点Z加到两个并行支路上。一个支路包括截止频率f₉₀低于基频BF(即所述频带的中心频率)的全通滤波器AP₁，而另一个支路包括截止频率f₉₀高于基频BF的全通滤波器AP₂。如果输入信号U_in具有上面提到的基频BF，两个全通滤波器的输出信号U_out1和U_out2被彼此精确相移90°。在图16中，基频为100kHz。可以看到，Δ_如何被描述为AP₁减去AP₂，并且只有一次达到值_＝-90°。这意味着，产生偏离基频BF的输入电压U_in的发生器G的已有的微小失调，导致两个输出信号U_out1和U_out2不再是相互矢量正交的。然而，对于给定的随后一些使用情况来说，可能要求在高于和/或低于基频BF的多个频率上的相位距离为90°。从现有技术可知，图1所示的电路装置1被实现为使两个频率上相移为90°。图17示出了相应的转移函数。第一全通滤波器AP₁的截止频率f₉₀被移向较低的频率，而第二全通滤波器AP₂的截止频率f₉₀被移向较高的频率。利用如图1所示的这种已知电路装置1，由此对于输入信号U_in的频带内的最多两个频率可以使两个输出信号相移为90°。这种由全通滤波器构成的电路装置1的优点是两个输出信号U_out1和U_out2具有与输入信号U_in相同的振幅，即U_out1与U_out2之间没有振幅差。
现有技术还给出了一种如图2所示的电路装置。在这种安排中，输入信号U_in也是被加到两个支路的分支点Z处。一个支路包括一个截止频率f₄₅与基频BF相应的低通滤波器TP₃，而另一个支路包括一个加法器A₁。加法器A₁的第一输入信号为U_in，第二输入信号为来自第一支路的低通滤波器TP₃的反相输出信号。U_out1为低通滤波器TP₃的输出信号，而U_out2为加法器A₁的输出信号。在此电路装置2中，Δ_对于U_in的所有频率都为90°。
U out 1 = T P 3 * U in = 1 ( 1 + jωc ) * U in - - - ( 1 ) ]]>
U out 2 = ( 1 - T P 3 ) * U in = ( 1 - 1 1 + jωc ) * U in = jωc ( 1 + jωc ) * U in - - - ( 2 ) ]]>
其中
ω＝2πf
c＝R₃*C₃
对于同样的分母，式(1)的分子是纯实数，而式(2)的分子是纯虚数。
然而，电路装置2的振幅特性表现得如图18所示。在此电路装置2中，两个输出信号只是在U_in的频率精确地为与低通滤波器的截止频率f₄₅相应的基频BF时才具有相同的振幅。然而，对于随后的使用来说，振幅相互无偏差或至少偏差得最小可能是很重要的。如果假设微小的振幅差是可以接受的，图2所示的电路装置2就产生一个高于和低于基频BF的给定频率范围。图18示出了振幅偏差低于6dB的频带。对于此电路装置2来说，得到在100kHz的基频BF左右的150kHz的带宽。
图3示出了作为按照本发明的解决方案的一个变型的电路装置3。输入电压U_in被加到两个并行支路的分支点Z处，其中两个全通滤波器AP₁和AP₂也是相互并行配置。输出电压U_out1通过由全通滤波器AP₁的输出信号减去全通滤波器AP₂的输出信号或者全通滤波器AP₁的输出信号与全通滤波器AP₂的反相输出信号相加(加法器A₁)而产生。输出电压U_out2通过第二支路内的全通滤波器AP₁与全通滤波器AP₂的输出信号相加(加法器A₂)而产生。与如图2所示的现有技术类似，对于所有频率都在输出电压U_out1与输出电压U_out2之间产生90°的相移。然而，从图19所示的振幅特性可以看到，在宽度与图2所示的现有技术相同的频带(即，在该例中为150kHz)内振幅偏差较小，只有2dB左右。也就是说，如果所选的可容许的振幅偏差为6dB，频带就要宽许多，在所示的情况下为346kHz。
在算术上，可以证明相位差对于所有输入频率都为90°。全通滤波器AP₁和AP₂可以由以下等式(3)和(4)描述：
A P 1 = ( 1 - jωa ) ( 1 + jωa ) - - - ( 3 ) ]]>
A P 2 = ( 1 - jωb ) ( 1 + jωb ) - - - ( 4 ) ]]>
其中
ω＝2πf
a＝R₁*C₁
b＝R₂*C₂
于是，输出电压U_out1的等式(5)为：
U out 1 - ( A P 1 - A P 2 ) * U in = 2 jω ( b - a ) ( 1 + jωa ) ( 1 + jωb ) * U in - - - ( 5 ) ]]>
而表示输出电压U_out2的等式(6)为：
U out 2 = ( A P 1 + A P 2 ) * U in = 2 ( 1 + ωaωb ) ( 1 + jωa ) ( 1 + jωb ) * U in - - - ( 6 ) ]]>
式(5)和(6)满足证明输出电压U_out1和U_out2对于输入电压U_in的所有频率都被彼此相移90°的标准：(5)和(6)两式的分母相等，一个分子(在这里是式(5)的分子)是纯虚数而另一个分子(在这里是式(6)的分子)是纯实数。将全通滤波器AP₁的截止频率f₉₀优先选为低于输入信号U_in的基频BF，而将全通滤波器AP₂的截止频率f₉₀优先选为高于基频BF。对于基频被选为100kHz的这个实施例，有利的是将这两个全通滤波器实现成全通滤波器AP₁的截止频率f₉₀为41.4kHz而全通滤波器AP₂的截止频率f₉₀为242kHz。
图19示出了这个电路装置的振幅特性。
图4示出了作为按照本发明的解决方案的另一个变型的电路装置4。输入信号U_in也是被加到两个支路的分支点Z处。低通滤波器TP₁和高通滤波器HP₂被相互并行地配置在第一支路内，它们的输出信号通过加法器A₁合并，而高通滤波器HP2的输出信号事先被反相。也就是说，输出信号U_out1通过将低通滤波器TP₁的输出信号减去高通滤波器HP₂的输出信号而产生。低通滤波器TP₁和低通滤波器TP₂被相互并行地配置在第二支路内。输出信号U_out2通过将低通滤波器TP₁的输出信号减去低通滤波器TP₂的输出信号(加法器A₂)而产生。也就是说，低通滤波器TP₁和TP₂的输出信号通过加法器被合并，而低通滤波器TP₂的输出信号是事先经反相的。在按照本发明的这种解决方案中，输出信号之间的振幅差等于图3所示的解决方案中的振幅差。图19示出了这个电路装置的振幅特性。同样地，在算术上给出了对于输入信号U_in的所有频率输出信号U_out1与U_out2都被相移90°的证明。相应地，所述滤波器的定义如下：
T P 1 = 1 ( 1 + jωa ) - - - ( 7 ) ]]>
T P 2 = 1 ( 1 - jωb ) - - - ( 8 ) ]]>
H P 2 = 1 ( 1 + jωb ) - - - ( 9 ) ]]>
其中
ω＝2πf
a＝R₁*C₁
b＝R₂*C₂
对于输出信号U_out1得到下面的等式(10)：
U out = ( T P 1 - H P 2 ) * U in = ( 1 + ωaωb ) ( 1 + jωa ) ( 1 + jωb ) * U in - - - ( 10 ) ]]>
输出信号U_out2由下式(11)描述：
U out 2 = ( T P 1 - T P 2 ) * U in = jω ( b - a ) ( 1 + jωa ) ( 1 + jωb ) * U in - - - ( 11 ) ]]>
对于按照本发明的这种解决方案，式(10)和(11)也表明满足输出信号U_out1与U_out2之间有恒定相移的标准：式(10)与式(11)的分母相等，一个分子为纯实数(式(10))，而另一个分子为纯虚数(式(11))。
图5示出了作为按照本发明的解决方案的另一个变型的电路装置5。这个电路装置5的优点是只使用都具有相同的截止频率的滤波器。这使得实现按照本发明的这个电路装置比较简单。它还有另外一个优点，所用的只有三个滤波器，因此节约了电路板上或集成电路内的空间。输入电压U_in被加到只由一个全通滤波器AP₃构成的第一支路上，全通滤波器AP₃具有与基频BF相应的截止频率f₉₀，而它的输出信号直接就是输出信号U_out1。此外，输入信号U_in还被加到第二支路上，第二支路包括次序任意的相串联的截止频率f₄₅与基频BF相同的高通滤波器HP₃、截止频率f₄₅与基频BF相同的低通滤波器TP₃和放大器单元V₁。放大器单元V₁的A值≥2。相关的输出信号U_out1和U_out2的振幅特性示于图20。由最大可容许的高、低端振幅差为6dB确定的频带在这个实施例中也为346kHz。
对于图5所示的电路5安排，输出信号U_out1、U_out2的等式(15)、(16)以及各滤波器如下：
A P 3 = ( 1 - jωc ) ( 1 + jωc ) - - - ( 12 ) ]]>
H P 3 = jωc ( 1 + jωc ) - - - ( 13 ) ]]>
T P 3 = 1 ( 1 + jωc ) - - - ( 14 ) ]]>
其中
c＝R₃*C₃₁
U out 1 = A P 3 * U in = ( 1 + ωcωc ) ( 1 + jωc ) ( 1 + jωc ) * U in - - - ( 15 ) ]]>
U out 2 = 2 * T P 3 * H P 3 * U in = 2 jωc ( 1 + jωc ) ( 1 + jωc ) * U in ]]>
对于A＝2          (16)
图20示出了相应的振幅特性。
图6所示的按照本发明的电路装置6是根据式(15)和(16)得出的，其中式(15)中的全通滤波器AP₃被替换为：
1 2 * A P 3 = - 0.5 + T P 3 - - - ( 17 ) ]]>
输入信号U_in也是被加在两个支路的分支点Z处。在一个支路内配置有串联的低通滤波器TP₃和高通滤波器HP₃以及放大器单元V₃。低通滤波器TP₃和高通滤波器HP₃具有相同的与基频BF相同的截止频率f₄₅。低通滤波器TP₃的输出信号还被分接并施加到第一支路内的加法器A₁。在另一个支路内的加法器A₁之前配置有放大器单元V₂。
对于V₃的增益A＝1的情况，输出电压U_out1和U_out2的等式(18)和(19)为：
U out 1 = ( - 0.5 + T P 3 ) * U in = ( 1 + ωcωc ) 2 ( 1 + jωc ) ( 1 + jωc ) * U in - - - ( 18 ) ]]>
U out 2 = T P 3 * H P 3 * U in = jωc ( 1 + jωc ) ( 1 + jωc ) * U in - - - ( 19 ) ]]>
在按照本发明的这个电路装置6中，也满足相移恒定为90°的标准，即两式的分母相等，一个分子为纯实数(式(18))，而另一个分子为纯虚数(式(19))。图20示出了这个电路装置的振幅特性。
图7所示的按照本发明的电路装置7是根据图4所示的电路装置得出的，其中高通滤波器HP₂被替换为下式(20)：
HP₂＝1-TP₂                                      (20)
在这个变型中，输入信号被加到三个并行支路上。一个支路包括截止频率f₄₅低于基频BF的低通滤波器TP₁，而另一个支路包括截止频率f₄₅高于基频BF的低通滤波器TP₂。加法器A₁被配置在低通滤波器TP₁后，它还被馈有低通滤波器TP₂的反相输出信号，而它的输出信号被加到放大器单元V₃。此放大器单元V₃的输出信号是这个电路装置的一个输出信号，而这个电路装置的另一个输出信号由被馈有低通滤波器TP₁的输出信号、低通滤波器TP₂的输出信号和反相的输入信号U_in这三个输入信号的加法器A₂形成。
图7中的输出信号U_out1和U_out2可由下式得出：
U out 1 = ( T P 1 - H P 2 ) * U in = ( T P 1 - ( 1 - T P 2 ) ) * U in = ( 1 + ωaωb ) ( 1 - jωa ) ( 1 + jωb ) * U in - - - ( 21 ) = ( 10 ) ]]>
U out 2 = ( T P 1 - T P 2 ) * U in = jω ( b - a ) ( 1 + jωa ) ( 1 + jωb ) * U in - - - ( 22 ) = ( 11 ) ]]>
可以清楚地看到，经变换后，式(21)和(22)与图4中的式(10)和(11)相同(振幅特性如图19所示)。因此对于图7所示的按照本发明的这个电路装置，也满足相移恒定为90°的标准。
图8至14涉及移相的电路装置，其中与前几个图相比，去掉了分支点Z，而两个并行支路分别被馈有已经被彼此相移的输入信号，因为相位差的值是90°。这意味着U_in0和U_in90是频率相同、振幅相同而相位不同的两个信号。这类信号可以例如如图8所示在将RF接收信号向下变频到较低的中频时产生。RF接收信号URF被加到第一混频器级MS₁的输入端。此外，这个混频器级还接收同相的振荡器信号，通过相乘形成输出信号U_in0。U_in0具有与所接收的信号相同的调制但是具有较低的中频ZF。第二支路包括第二混频器级MS₂，除了输入信号URF之外第二混频器级MS₂还接收具有相同的振荡器频率但被相移90°的振荡器信号。输出信号U_in90是通过相乘形成的，并同样具有与所接收的信号URF相同的调制但是具有较低的中频ZF。这两个混频器级后的相位差始终为90°，与接收信号的频率无关。振幅保持不变，并且对于U_in0和U_in90是相同的。这是由于在相应的混频器级中乘的是正弦和余弦信号。
这个相位差是用以下方式形成的：
对于
U_in0＝|U_in0|cos_
和
U_in90＝|U_in90|sin_
U_in90相对U_in0相移了-90°。
对于
U_in0＝|U_in0|cos_
和
U_in90＝|U_in90|sin(-_)
U_in90相对U_in0相移了+90°。
已经被相移90°的输入信号U_in0和U_in90在这些图所示的电路装置内再被相移90°，从而得到彼此被相移180°的输出信号U_out3和U_out4。这两个输出信号相对U_in、U_in0或U_in90的相位并不重要。它们由加法器或减法器合并，并形成镜像抑制电路的输出信号U_out。U_out与经放大的U_in(见图15)或经消隐的U_in(见图21或22)相应，这取决于所执行的是相加还是相减以及U_in90相对U_in0相移了正90°还是负90°。
图8示出了按照现有技术的如图1所示的移相电路装置1的一种应用。在图8所示的电路装置8中，输入信号VRF被加到两个支路的分支点Z处，其中它最初与振荡器信号sin(ω₀t)、cos(ω₀t)混频。如参照图1所述，电路装置8的缺点是只能对于一个或最多两个中频ZF产生相位差180°的输出信号U_out3和U_out4。见图16和17。
图9示出了按照现有技术的如图2所示的电路装置2的一种应用。如参照图2所述，图9所示的电路装置9对于所有中频率ZF都产生相移180°的信号U_out3和U_out4，但振幅与输入信号相比受到强烈衰减，并且对于U_out3和U_out4只有在基频BF上才同样大。输出信号的等式(23)和(24)类似于式(1)和(2)：
U out 3 = T P 3 * U in 0 = 1 ( 1 + jωc ) * U in 0 - - - ( 23 ) ]]>
U out 4 = H P 3 * U in 90 = jωc ( 1 + jωc ) * U in 90 - - - ( 24 ) ]]>
理想的镜像抑制的标准为：U_out3和U_out4具有相同的振幅和彼此180°的相移。由于U_in0和U_in90已经彼此相对相移了90°，而式(23)的分子为纯实数且式(24)的分子为纯虚数，因此在相同的分母的情况下满足Δ_＝180°的标准。然而，只有一次实现了振幅的相等，如图18的振幅特性所示。
如果按照图2和3的移相电路装置2、3是一个按照图8和9的镜像抑制电路8、9的一部分，则只有一个镜像频率而不是整个镜像频带得到抑制。转移函数在图21中以虚线示出。
图10示出了如图3所示的按照本发明的解决方案在镜像频率抑制电路10中的应用。电路装置3的分支点Z在这个图中已被去掉。输入信号U_in0现在被馈给上支路并被加到分支点X处，而输入信号U_in90被馈给下支路并被加到放大器单元V₃，随后被加到分支点Y处。
输出电压的表示式(25)和(26)类似于式(5)和(6)：
U out 3 = ( A P 1 - A P 2 ) * U in 0 = 2 jω ( b - a ) ( 1 + jωa ) ( 1 + jωb ) * U in 0 - - - ( 25 ) ≈ 2 * ( 11 ) ]]>
U out 4 = ( A P 1 + A P 2 ) * U in 90 = 2 ( 1 + ωaωb ) ( 1 + jωa ) ( 1 + jωb ) * U in 90 - - - ( 26 ) ≈ 2 * ( 10 ) ]]>
相应振幅特性也示于图19。
同样地在按照图8或9的现有技术中，输出信号U_out3和U_out4分别由加法器A₃或减法器合并。等式(27)描述了输出信号U_out：
U_out＝U_out3[Gl.(25)]±U_out4[Gl.(26)]＝U_in0(AP₁-AP₂)±U_in90(AP₁+AP₂)  (27)
输出信号的转移函数与图15所示或图21中的实线曲线所示的转移函数相对应，取决于U_in0与U_in90之间相位差Δ_的符号。
图11示出了在如图4所示的按照本发明的解决方案的一个应用中的电路装置11。对于信号U_in0、U_in90和U_out，情况与图10中的相同。对于放大器单元V₃的增益A＝1的情况，输出信号U_out3和U_out4的等式(28)和(29)类似于图4：
U out 3 = ( T P 1 - H P 2 ) * U in 0 = ( 1 - ωaωb ) ( 1 + j ωa ) ( 1 + jωb ) * U in 0 - - - ( 28 ) ≈ ( 10 ) ]]>
U out 4 = ( T P 1 - T P 2 ) * U in 90 = jω ( b - a ) ( 1 + jωa ) ( 1 + jωb ) * U in 90 - - - ( 29 ) ≈ ( 11 ) ]]>
图19示出了图3和4的U_out1和U_out2以及图11的U_out3和U_out4的振幅特性。
输出信号U_out的等式(30)为：
U_out＝U_out3[Gl.(28)]±U_out4[Gl.(29)]＝U_in0(TP₁-HP₂)±U_in90(TP₁-TP₂)  (30)
转移函数与图22或图15一致，取决于加法器A₃的符号。
图12所示的电路装置12在图11中的高通滤波器HP₂由式(31)所替换时得出：
HP₂＝1-TP₂                                         (31)
对于放大器单元V₃的增益A＝1的情况，输出电压U_out的等式(32)为：
U_out＝U_out3±U_out4
＝U_in0(TP₁-HP₂)±U_in90(TP₁-TP₂)                   (32)
＝U_in0(TP₁-(1-TP₂)±U_in90(TP₁-TP₂)
＝TP₁(U_in0±U_in90)+TP₂(U_in0_U_in90)-U_in0
转移函数与图15或图21有关，同样取决于加法器A₃的符号。在这个变型中U_out3和U_out4不能被分接。
在图13中，图5所示的电路装置5被用作镜像频率抑制电路13。同样，输入信号U_in0被馈给一个支路，而输入信号U_in90被馈给另一个支路。如上所述，输出信号U_out通过对U_out3和U_out4进行相加或相减而形成。与式(15)和(16)类似，式(33)和(34)描述对于放大器单元V₁的增益A＝2的输出信号U_out3和U_out4：
U out 3 = A P 3 * U in 0 = ( 1 + ωcωc ) ( 1 + jωc ) ( 1 + jωc ) * U in 0 - - - ( 33 ) ≈ ( 15 ) ]]>
U out 4 = 2 * T P 3 * H P 3 * U in 90 = 2 jωc ( 1 + jωc ) ( 1 + jωc ) * ( U in 90 ) - - - ( 34 ) ≈ ( 16 ) ]]>
相应的振幅特性示于图20。
输出信号U_out的等式(35)为：
U_out＝AP₃*U_in0±2*HP₃*TP₃*U_in90                      (35)
转移函数对于A＝2示于图15和图21而对于A＞2示于图22，这取决于加法器的符号。
图13所示的装置由具有相同的截止频率的滤波器构成，以便获得与其他电路装置相比的优点，即可以以更高的精度集成在更小的表面上。
图14在式(35)中的全通滤波器AP₃由等式(36)替换时得出。
AP₃＝2*TP₃-1                                 (36)
这得到了对于放大器单元V₃的增益A＝1和放大器单元V₄的增益A＝0.5的输出电压的等式(37)：
U_out＝TP₃*(2*U_in0±2*HP₃*U_in90)-U_in0         (37)
由于由电阻构成的分压器可以比放大器单元更容易实现且成本也较低，因此将式(37)除以2，从而按照式(38)得到图14所示的电路装置14。
1 2 U out = T P 3 * ( U in 0 ± H P 3 × U in 90 ) - 1 2 U in 0 - - - ( 38 ) ]]>
输入信号的调制保持不变。对于A＝1的转移函数得到图15和图21中实线曲线所示的特性，而对于A＞1得到图22所示的特性，这取决于加法器A₂的符号。与图8所示的使用了两个截止频率不同的全通滤波器的现有技术相比，图14所示的按照本发明的实施例因为其高通滤波器和低通滤波器的截止频率相同因此作为电路更容易实现。图14所示的装置可以以更高的精度集成在一个更小的表面上。
图15的曲线图示出了输出信号与经向下变频的输入信号相比的放大的情况下的转移函数。增益相对于频率以dB形式示出。所示曲线的等式(39)通常为：
| A | = | U out | | U in 0 | = | U out | | U in 90 | - - - ( 39 ) ]]>
这是对于Δα＝+90°。
在这个实施例中所选的100kHz基频形成从10kHz左右到1MHz左右的频带的中心。
图15的曲线图与图10、11、12、13和14所示的电路装置有关。
图16的曲线图示出了如按照图1所采用的截止频率f₉₀为41.4kHz的全通滤波器AP₁和截止频率f₉₀为242kHz的全通滤波器AP₂的相位变化情况。此外，也示出了相位差
Δf＝AP₁-AP₂                                       (40)
可以清楚地看到，只有对于一个100kHz的频率相位差的值为90°。与现有技术相比，图16表明图1和8所示电路装置的相位差不是对频率不变的。
图17的曲线图示出了在按照图1的现有技术中如何得到相位差为90°的两个频率。这是通过将全通滤波器AP₁的截止频率f₉₀选得比图16中的低而将全通滤波器AP₂的截止频率f₉₀选得稍高而实现的。在该移相电路装置是镜像频率抑制电路的一部分时，相位差为90°的频率是很重要的，因为只有在这些频率上干扰信号才被消隐。在相位差高于或低于该值的频率处，只有衰减。图21的曲线图以dB形式示出了对于频率的抑制情况。虚线所示的转移函数与图9有关，而实线所示的转移函数与图8有关。可以清楚地看到，在所选例子中在频率为100kHz处实现了消隐。高于和低于这个频率，衰减较小，而具有全通滤波器的电路装置(实线)可以实现较好的衰减。图22的曲线示出了如图17所示安排的转移函数。实践证明，衰减超过28dB就足够了。就所示的函数来说，这意味着可以充分抑制掉70kHz左右到130kHz左右的频带。
镜像抑制电路例如可用于无线电接收机。在这种情况下，所接收信号不是由单个接收频率而是由一个频带构成的。在混频器级内产生一个镜像频带，其与所接收的有用频带一致。考虑到这种情况，如图21的曲线所示的抑制并不合适，该抑制应尽可能具有图22所示的转移函数的变型。
在图18所示的曲线中，示出了如图9和图2(其中HP被代替为函数(1-TP))所示的现有技术的电路装置的相对于频率(Hz)的振幅特性(dB)。实线与低通滤波器有关，而虚线与高通滤波器有关。根据这些例子，振幅特性的等式(41)和(42)于是为：
| A ( TP ) | = | U out 1 U in | = | U out 3 U in 0 | - - - ( 41 ) ]]>
| A ( HP ) | = | U out 2 U in | = | U out 4 U in 90 | - - - ( 42 ) ]]>
可以清楚地看到，两个振幅只有一个交点，即在被选作例子的100kHz的基频处。对于6dB的振幅差，在这个例子中可以得到所标的50kHz到200kHz的频带。
在图19所示的曲线中，示出了如图3、4、7、10和11所示的按照本发明的电路装置的相对于频率(Hz)的振幅特性(dB)。这两个振幅特性在100kHz的基频处也是相等的。然而，其差别是6dB的振幅差所产生的频带比较宽，在这个例子中可以得到27kHz左右到373kHz左右的频带。等式(43)和(44)描述了这种电路装置的上、下支路的衰减：
| A ( 1 st branch ) | = | U out 1 U in | = | U out 3 U in 0 | - - - ( 43 ) ]]>
| A ( 2 nd branch ) | = | U out 2 U in | = | U out 4 U in 90 | - - - ( 44 ) ]]>
图20的曲线示出了如图5、6和13所示的按照本发明的电路装置的相对于频率(Hz)的振幅特性(dB)。振幅相等也是出现在所选的100kHz的基频处。由6dB振幅差限定的频带宽度如图19所示，即从27kHz左右到373kHz左右。
图21示出了按照现有技术的转移函数的曲线：
| A | = | U out U in 0 | = | U out U in 90 | - - - ( 45 ) ]]>
这是对于Δα＝-90°
该函数只有一个消隐点。这个消隐点也称为凹陷(notch)，出现在U_out3和U_out4的振幅相等处。虚线所示的转移函数相应于图9中的U_out，即相应于具有截止频率相同的一个高通滤波器和一个低通滤波器的现有技术。实线所示的转移函数相应于图8所示的输出信号U_out，即相应于具有两个全通滤波器的电路装置。在将抑制假设为应该至少为-28dB时，对于采用高通/低通滤波器装置的镜像抑制来说只得到较窄的一段频带。对于按照现有技术的采用全通滤波器的电路装置来说，得到一个从70kHz到120kHz左右(即50kHz左右宽)的频带，
图22示出了按照现有技术的采用具有两个凹陷的转移函数的曲线。这两个凹陷被移至基频的上下两侧。在中间，转移函数增大。当然，它仍然保持在低于被证明是实际实施例的极限值的-28dB的值处。上面已经描述了这个转移函数的等式(45)。图22的曲线与下列电路装置有关：图10所示电路装置在V₃的增益A＞1的情况、图11所示电路装置在V₃的增益A＞1的情况、图12所示电路装置在V₃的增益A＞1的情况、图13所示电路装置在V₁的增益A＞2的情况和图14所示电路装置在V₃的增益A＞1的情况。
图23为对两个彼此相移的信号进行振幅匹配的方框图。相位差优选地是90°或180°。振幅匹配通过只测量一个信号而不加改变地提供这个信号以及测量和控制另一个信号来实现。对两个振幅的振幅值进行匹配，以使它们的差非常小甚至基本上为0。这个方框图例如可以用于如图2至7所示的移相电路装置。移相器的两个输出信号U_out1和U_out2在这种情况下是两个彼此相移90°的信号。由于图23所示的振幅匹配，支路中的由使用滤波器而产生的振幅偏差可以得到准补偿。例如，在一个支路内由衰减引起的振幅偏差是由于使用了高通滤波器或低通滤波器或者两个并行安排的截止频率不同的全通滤波器。因此，振幅偏差出现在例如按照图2至7所示的的移相器内。然而，图23所示的电路装置也可以用来改善如图9、10、11和13所示的电路装置的镜像频率抑制。在这种情况下，两个相移180°的输入信号是来自镜像频率抑制电路的信号U_out3和U_out4。在用于U_out的加法器是准独立的时，U_out3和U_out4可以被分接。两个信号(U_out1和U_out2或者U_out3和U_out4)首先在整流器R₁、R₂内被整流，再通过加法器以信号U₅减去信号U₄的方式将两个输出信号U₅和U₄合并。加法器的输出信号U₁被加到积分器I。由于被相互比较的两个信号通常只有微小的振幅差别，因此U₁通常较小。积分器包括一个截止频率极低(基本上为0)的、在频率0Hz附近增益很高的低通滤波器。积分器I使U₁免受信号变化部分的影响。整流器R₁和R₂、加法器和积分器I准形成两个信号的振幅差的平均值。于是，积分器的输出信号U₂就是振幅差的度量，并被与基准电压U₀相比较。振幅差的这一度量与基准信号一起形成了对配置在一个信号路径内的控制元件、混频器或乘法器的控制值。如果控制元件如图23所示的实施例那样被配置在U_out2或U_out4的路径内，这个控制值就可以分别增大或减小信号U_out2或U_out4，即可以重调信号直到它分别达到与U_out1或U_out3相同的值。
优选的是，这种电路装置可与按照本发明的移相电路装置或镜像频率抑制电路装置结合使用，因为在这种情况下的重调要比在现有技术中的少。图23所示的电路装置比较简单，并可以在一个小表面上以比较精确的方式实现，因此成本也低。